MENAXHIMI I PUSHTETIT TË NJËSISË SË FURNIZIMIT TË PULSAVE
ME TL494 HELP
NENI ËSHTË PËRGATITUR NË BAZË TË A. V. GOLOVKOV dhe V. B LUBITSKY'S BOOK "FURNIZIMET ELEKTRIKE PËR MODULET E SISTEMIT TË IBM PC-XT / AT" HOUSE BOTUESE
KONTROLLI MICROSHEMA TL494
Në sistemet moderne UPS, qarqet e integruara të integruara (IC) zakonisht përdoren për të formuar tensionin e komandimit të kalimit të tranzistorëve të fuqisë së lartë të konvertuesit.
Një IC kontrollues ideal për të siguruar funksionimin normal të UPS në regjimin PWM duhet të plotësojë shumicën e kushteve të mëposhtme:
tension pune jo me i larte se 40V;
praninë e një burimi të tensionit të referencës stabilizuar me stabilitet termik;
prania e një gjeneratori të sharrave
duke mundësuar sinkronizimin nga një sinjal i jashtëm i një nisme të butë programueshëm;
prania e një amplifikatori gabimi me tension të lartë të zakonshëm;
prania e një krahasuesi PWM;
prania e një pulsatori të kontrolluar nga impulsi;
prania e një kaskade para-terminalale me dy kanale me mbrojtje të qarkut të shkurtër;
prania e logjikës së dyfishtë të shtypjes së pulsit;
disponueshmëria e mjeteve të korrigjimit të simetrisë së tensionit të prodhimit;
prania e kufizimit aktual në një gamë të gjerë tensione të zakonshme të modalitetit, si dhe kufizimet aktuale në çdo periudhë me mbyllje në regjimin e emergjencës;
disponueshmëria e kontrollit automatik me transmetim të drejtpërdrejtë;
sigurimi i shkyçjes në tension më të ulët;
sigurimi i mbrojtjes së mbitensionit;
sigurimi i pajtueshmërisë me logjikën TTL / CMOS;
duke siguruar largësi në dhe jashtë.
Figura 11. Çipi i kontrollit TL494 dhe lidhja e saj.
Në shumicën dërrmuese të rasteve, çipi i tipit TL494CN i prodhuar nga TEXAS INSTRUMENT (SHBA) përdoret si qark i kontrollit për klasën e furnizimit me energji të pulsuar në konsideratë (Fig.11). Zbaton shumicën e funksioneve të listuara më sipër dhe prodhohet nga një numër firmash të huaja nën emra të ndryshëm. Për shembull, kompania SHARP (Japoni) prodhon chip IR3M02, kompania FAIRCHILD (USA) - UA494, kompania SAMSUNG (Korea) - KA7500, kompania FUJITSU (Japoni) - MV3759, etj. Të gjitha këto mikrocircuit janë analoge të plotë të KR1114EU4 mikrocircuit kombëtar. Le të shqyrtojmë në detaje pajisjen dhe funksionimin e këtij çipi të kontrollit. Është projektuar posaçërisht për të kontrolluar pjesën e energjisë të UPS dhe përmban (Fig.12):
Figura 12. Diagrami funksional i IC TL494
Tensioni gjenerator i sharrave DA6; frekuenca e FPG përcaktohet nga vlerat e rezistencës dhe kondensatorit të lidhur me këmbët 5 dhe 6 dhe në këtë klasë njësia e furnizimit me energji elektrike zgjidhet të jetë përafërsisht 60 kHz;
burimi i referencës stabilizuar tension DA5 (Uref = + 5, OB) me një dalje të jashtme (pin 14);
krahasuesi i zonës së vdekur DA1;
krahasuesi PWM DA2;
përforcues i tensionit të tensionit DA3;
sinjal i sinjalit të gabimit të amplifikatorit DA4;
dy tranzistorë të prodhimit VT1 dhe VT2 me kolektorë të hapur dhe emetues;
dinamik shtytje-tërheq D-shkaktojnë në ndarjen e frekuencave mode nga 2 - DD2;
elementët logjikë ndihmës DD1 (2-OR), DD3 (2-nd), DD4 (2-D), DD5 (2-OR-JO), DD6 (2-OR-JO), DD7 (NUK);
Burimi i tensionit DC me një vlerësim prej 0.1 BDA7;
burimi aktual i drejtpërdrejtë me një emër prej 0.7mA DA8.
Qarku i kontrollit do të fillojë, dmth. në 8 dhe 11 këmbë, sekuencat e impulsit do të shfaqet nëse ndonjë tension furnizimi aplikohet në pin 12, niveli i të cilit është në rangun nga +7 në +40 V. I tërë grupi i njësive funksionale të përfshira në IC TL494 mund të ndahet në dixhitale dhe pjesa analoge (shtigjet sinjal dixhitale dhe analoge). Pjesa analoge përfshin DA3, amplifikatorët e gabimit DA4, DA1, krahasuesit DA2, gjeneratorin e tensionit DA6, si dhe DA5, DA7, DA8 burime ndihmëse. Të gjithë elementët e tjerë, duke përfshirë transistorët e prodhimit, formojnë pjesën digjitale (rrugën dixhitale).
Figura 13. Funksionimi i IC TL494 në mënyrë nominale: U3, U4, U5 - tension në terminalet 3, 4, 5.
Konsideroni fillimin e rrugës dixhitale. Diagramet e kohës që shpjegojnë funksionimin e mikroçipit janë paraqitur në fig. 13. Nga diagramet e kohës, mund të shihet se momentet e shfaqjes së impulseve të kontrollit të prodhimit të çipit, si dhe kohëzgjatja e tyre (diagramet 12 dhe 13) përcaktohen nga gjendja e daljes së elementit logjik DD1 (diagrami 5). Pjesa tjetër e "logjikës" kryen vetëm funksionin ndihmës të ndarjes së pulseve të daljes DD1 në dy kanale. Kohëzgjatja e impulseve të prodhimit të çipit përcaktohet nga kohëzgjatja e gjendjes së hapur të tranzistorëve të prodhimit VT1, VT2. Meqë të dy transistorët kanë mbledhës dhe emetues të hapur, lidhja e tyre mund të jetë e dyfishtë. Kur ndizet me një qark të përbashkët emitter, impulset e daljes hiqen nga ngarkesat e kolektorëve të jashtëm të transistorëve (nga kunjat 8 dhe 11 të çipit), dhe impulset vetë drejtohen nga emetimet poshtë nga pozita pozitive (skajet kryesore të pulseve janë negative). Emetuesit e transistorëve (kunjat 9 dhe 10 të çipit) në këtë rast, si rregull, janë të bazuara. Kur ndizet me një qark të përbashkët kolektori, ngarkesat e jashtme janë të lidhura me emetuesit e transistorëve dhe impulset e daljes në drejtim të lart në këtë rast (skajet kryesore të pulseve janë pozitive) hiqen nga emetuesit e tranzistorëve VT1, VT2. Grumbulluesit e këtyre transistorëve janë të lidhur me autobusin e qarkut të kontrollit të furnizimit me energji elektrike (Upom).
Pulsat e prodhimit të njësive funksionale të mbetura që janë pjesë e pjesës digjitale të çipit TL494 drejtohen lart, pavarësisht nga qarku për kalimin në çip.
Shkaku DD2 është një shtytëse-tërheqëse dinamike D-shkas. Parimi i punës së tij është si më poshtë. Në frontin përpara (pozitiv) të impulsit të daljes së elementit DD1, gjendja e hyrjes D të flip-flopit DD2 është shkruar në regjistrin e brendshëm. Fizikisht, kjo do të thotë se i pari nga dy aktorët e përfshirë në DD2 është kaloi. Kur pulsimi në daljen e elementit DD1 përfundon, shkaku i dytë brenda DD2 kalon mbi pjesën e pasme (negative) të këtij pulsimi dhe gjendja e outputeve DD2 ndryshon (informacioni i lexuar nga hyrja D shfaqet në dalje Q). Kjo eliminon mundësinë e një impulse të shkaktuar në bazë të secilit prej transistorëve VT1, VT2 dy herë gjatë një periudhe. Në të vërtetë, ndërkohë që niveli i pulsit në hyrjen C të shkyçjes DD2 nuk ka ndryshuar, gjendja e rezultateve të tij nuk do të ndryshojë. Prandaj, impuls transmetohet në daljen e çipit nëpërmjet një kanali, për shembull, sipërme (DD3, DD5, VT1). Kur pulsimi në hyrjen C përfundon, shkyçësi DD2 ndizet, bllokon atë sipër dhe çbllokon kanalin më të ulët (DD4, DD6, VT2). Prandaj, impulsi i ardhshëm që vjen në hyrjen C dhe inputet DD5, DD6 do të transmetohet në daljen e chipit përmes kanalit të poshtëm. Kështu, secili prej impulseve të prodhimit të elementit DD1 kalon DD2 të shkaktarit të saj me frontin e saj negativ dhe në këtë mënyrë ndryshon kanalin për kalimin e impulsit të ardhshëm. Prandaj, në materialin referues të çipit të kontrollit, tregohet se arkitektura e çipit siguron shtypjen e një puls të dyfishtë, dmth. eliminon paraqitjen e dy pulseve të zhbllokimit të bazuara në të njejtin tranzistor për periudhën.
Le të shqyrtojmë në detaje një periudhë të funksionimit të qarkut dixhital të mikroçirkut.
Shfaqja e impulsit të shkyçjes bazuar në transistorin e daljes së kanalit të sipërm (VT1) ose të ulët (VT2) përcaktohet nga logjika e elementeve DD5, DD6 ("2OR-NOT") dhe gjendja e elementeve DD3, DD4 ("2-I"), , e përcaktuar nga gjendja e shkaktarit DD2.
Logjika e elementit 2-OR-NOT, siç e dini, është se një tension i nivelit të lartë (logjika 1) shfaqet në daljen e një elementi të tillë vetëm nëse ka nivele të ulëta të tensionit në të dy hyrjet e tij (logjike 0). Për kombinime të tjera të mundshme të sinjaleve të hyrjes, dalja e elementit 2 OR-NOT ka një nivel të tensionit të ulët (logjik 0). Prandaj, nëse prodhimi Q i flip-flopit DD2 përmban logjikën 1 (momenti i diagramit 5 të figurës 13) dhe prodhimi i / Q-logjik 0, atëherë të dy inputet e elementit DD3 (2I) do të kenë logjik 1 dhe prandaj do të shfaqet logjike 1 në dalje DD3, dhe prandaj në një nga inputet e elementit DD5 (2OR-NOT) të kanalit të sipërm. Rrjedhimisht, pavarësisht nga niveli i sinjalit që mbërrin në hyrjen e dytë të këtij elementi nga dalja e elementit DD1, gjendja e outputit DD5 do të jetë logjike O dhe transistor VT1 do të mbetet në gjendje të mbyllur. Gjendja e elementit të prodhimit DD4 do të jetë logjike 0, sepse logjike 0 është e pranishme në njërën prej inputeve DD4, që vjen atje nga prodhimi / Q i DD2 i shkaktorit. Një logjik 0 nga dalja e elementit DD4 hynë në njërën nga hyrjet e elementit DD6 dhe siguron mundësinë e kalimit të një impuls nëpër kanalin e poshtëm. Ky impuls i polaritetit pozitiv (logjik 1) do të shfaqet në daljen e DD6 dhe prandaj në bazën e VT2 për një pauzë midis impulseve të prodhimit të elementit DD1 (dmth, koha kur dalja e DD1 përmban një interval logjik 0 - trt2 të diagramit 5 të Fig. 13 ). Prandaj, transistor VT2 hapet dhe një impuls shfaqet në kolektorin e tij duke e zbutur nga niveli pozitiv (në rastin e kyçjes me një qark emitter të përbashkët).
Fillimi i impulsit të ardhshëm të prodhimit të elementit DD1 (momenti t2 i diagramit 5 të figurës 13) nuk do të ndryshojë gjendjen e elementeve të qarkut dixhital të mikroçirrit, përveç elementit DD6, prodhimi i të cilit do të ketë një logjik 0 dhe prandaj tranzitorët VT2 do të mbyllen. Përfundimi i impulsit të daljes DD1 (momenti ta) do të shkaktojë ndryshimin në gjendjen e rezultateve të shkaktarit DD2 në të kundërtën (logjike 0 - në dalje Q, logjike 1 - në dalje / Q). Prandaj, gjendja e rezultateve të elementeve DD3, DD4 do të ndryshojë (në daljen e DD3 - logjike 0, në dalje të DD4 - logjike 1). Filloi në moment! 3 pauzë në daljen e elementit DD1 do të përcaktojë mundësinë e hapjes së tranzitorit të kanalit të sipërm VT1. Një logjik 0 në daljen e elementit DD3 "konfirmon" këtë mundësi, duke e shndërruar atë në një pamje të vërtetë të pulsit të shkaktuar në bazë të tranzitorit VT1. Ky impuls zgjat deri në kohën U, pas së cilës VT1 mbyllet dhe proceset përsëriten.
Kështu, ideja themelore e funksionimit të qarkut dixhital të mikrocircuit është se kohëzgjatja e impulsit të daljes në kunjat 8 dhe 11 (ose në kunjat 9 dhe 10) përcaktohet nga gjatësia e pauzës ndërmjet impulseve të daljes së elementit DD1. Elementet DD3, DD4 përcaktojnë kanalin e pulsit në sinjalin e nivelit të ulët, pamja e të cilit ndryshon në rezultatet Q dhe / Q të shkyçjes DD2, të kontrolluar nga i njëjti element DD1. Elementet DD5, DD6 janë skema të nivelit të ulët.
Për të kompletuar përshkrimin e funksionalitetit të chip duhet të vihet në dukje një tjetër tipar i rëndësishëm i tij. Siç mund të shihet nga diagrami funksional i figurës, inputet e elementeve DD3, DD4 janë kombinuar dhe sjellë në pin 13 të çipit. Prandaj, nëse logjike 1 aplikohet në pin 13, atëherë elementët DD3, DD4 do të punojnë si përsëritës të informacionit nga rezultatet Q dhe / Q të DD2 të shkaktarëve. Në këtë rast, elementët DD5, DD6 dhe tranzistorët VT1, VT2 do të kalojnë me një zhvendosje të fazës së gjysmës së periudhës, duke siguruar funksionimin e pjesës së fuqisë së UPS-it, e ndërtuar në një qark gjysmë-ura push-pull. Nëse logjike 0 është aplikuar në pin 13, atëherë elementet DD3, DD4 do të bllokohen, dmth. gjendja e rezultateve të këtyre elementeve nuk do të ndryshojë (konstante logjike 0). Prandaj, pulses prodhimit të elementit DD1 do të ndikojë në elemente DD5, DD6 në mënyrë të barabartë. Elementet DD5, DD6 dhe prandaj tranzistorët e daljes VT1, VT2, do të kalojnë pa një zhvendosje të fazës (në të njëjtën kohë). Kjo mënyrë e funksionimit të çipit të kontrollit përdoret në rastet kur seksionet e fuqisë së UPS-së bëhen duke përdorur një skemë të vetme. Kolektorët dhe emetuesit e të dy transistorëve të prodhimit të mikrocircuit në këtë rast kombinohen me qëllim të forcimit.
Tensioni i prodhimit përdoret si një njësi "e vështirë" logjike në qarqet shtytëse.
burim i brendshëm i çipit Uref (pika 13 e çipit është e kombinuar me pin 14).
Tani e konsideroni funksionimin e qark analog të çipit.
Gjendja e daljes DD1 përcaktohet nga sinjali i daljes së krahasuesit PWM DA2 (diagrami 4) që arrin në njërën nga hyrjet DD1. Sinjali i daljes së krahasuesit DA1 (diagrami 2), që vjen në hyrjen e dytë DD1, nuk ndikon në funksionimin normal të gjendjes së prodhimit DD1, i cili përcaktohet nga impulset e prodhimit më të gjerë të krahasuesit PWM DA2.
Përveç kësaj, diagramet në Fig. 13 tregojnë se me ndryshimet në nivelin e tensionit në hyrjen jo-invertuese të krahasuesit PWM (diagrami 3), gjerësia e impulseve të prodhimit të çipit (diagramet 12, 13) do të ndryshojë proporcionalisht. Në funksionimin normal, niveli i tensionit në hyrjen jo-invertuese të komparatorit PWM DA2 përcaktohet vetëm nga voltazhi i daljes së amplifikatorit të gabimit DA3 (për shkak se tejkalon tensionin e daljes së amplifikatorit DA4), që varet nga niveli i sinjalit të reagimit në hyrjen e tij jo-invertuese (pin 1 i chipit). Prandaj, kur një sinjal reagimi zbatohet në pinin 1 të çipit, gjerësia e impulseve të kontrollit të daljes do të ndryshojë në proporcion me ndryshimin në nivelin e këtij sinjali feedback, i cili, nga ana tjetër, ndryshon në proporcion me ndryshimin në nivelin e tensionit të prodhimit të UPS, reagimet fillojnë nga atje.
Intervali kohor ndërmjet impulseve të daljes në terminalet 8 dhe 11 të çipit, kur të dy tranzistorët e daljes VT1 dhe VT2 mbyllen, quhen "zona të vdekura".
Komparatori DA1 quhet "krahasues i zonës së vdekur", që prej ajo përcakton kohëzgjatjen minimale të mundshme. Ne shpjegojmë këtë në më shumë detaje.
Nga diagramet e kohës në figurën 13, del se nëse gjerësia e impulseve të prodhimit të përpiluesit PWM DA2 zvogëlohet për çfarëdo arsye, duke filluar me një gjerësi të caktuar të këtyre impulseve, impulset e daljes së komparatorit DA1 do të bëhen më të gjera se impulset e daljes së komparatorit PWM DA2 gjendja e prodhimit të elementit logjik DD1, dhe kështu. gjerësia e pulseve të prodhimit të çipit. Me fjalë të tjera, krahasuesi DA1 kufizon gjerësinë e impulseve të prodhimit të çipit në një nivel maksimal të caktuar. Niveli i kufirit përcaktohet nga potencialet në inputin noninventing të krahasuesit DA1 (pin 4 i chip) në gjendje të qëndrueshme. Megjithatë, nga ana tjetër, potencialin në pinin 4 do të përcaktojë gamën e rregullimit latitudinal të impulseve të daljes së mikroçirkut. Ndërsa potenciali në kunjin 4 rritet, kjo interval ngushton. Gama më e gjerë e rregullimit është e fituar kur potenciali në pin 4 është 0.
Megjithatë, në këtë rast ekziston rreziku që gjerësia e "zonës së vdekur" të jetë e barabartë me 0 (për shembull, në rastin e një rritjeje të konsiderueshme të konsumit aktual nga UPS). Kjo do të thotë se impulset e kontrollit në kunjat 8 dhe 11 të chip do të ndjekin menjëherë njëri-tjetrin. Prandaj, mund të ketë një situatë të njohur si "ndarja e qëndrimit". Shpjegohet nga inercija e tranzistorëve të fuqisë së inverterit, e cila nuk mund të hapet dhe mbyllet në çast. Prandaj, nëse ne njëkohësisht aplikojmë një sinjal bllokues në bazën e një transistor të hapur dhe të hapur (dmth. Me një zero "zonë të vdekur") në bazën e një transistor të mbyllur, do të kemi një situatë kur një tranzistor nuk ka mbyllur ende dhe tjetri tashmë është i hapur. Pastaj ka një prishje në raftin e tranzitorit të gjysmës së urës, e cila konsiston në rrjedhën e përmes rrymës përmes të dy transistorëve. Kjo e tanishme, siç mund të shihet nga diagrami në fig. 5, duke anashkaluar dredalin kryesor transformator i fuqisë dhe pothuajse të pakufizuar. Mbrojtja aktuale në këtë rast nuk funksionon, sepse rryma nuk rrjedh përmes sensorit aktual (nuk tregohet në diagramë; dizenjimi dhe parimi i funksionimit të sensorëve aktualë të përdorur do të diskutohen në hollësi në seksionet e mëvonshme), që do të thotë se ky sensor nuk mund të japë një sinjal për qarkun e kontrollit. Prandaj, rryma përmes arrin një vlerë shumë të madhe në një periudhë shumë të shkurtër kohe. Kjo çon në një rritje të mprehtë në fuqinë e lëshuar në të dyja tranzistorët e fuqisë dhe në dështimin pothuajse të menjëhershëm (si rregull, ndarje). Përveç kësaj, diodat e urës për ndreqjen e fuqisë mund të çaktivizohen nga një rritje në rrymë. Ky proces përfundon me siguresën e rrjetëzuar të rrjetit, i cili për shkak të inercisë së tij nuk ka kohë për të mbrojtur elementët e qarkut, por mbron vetëm rrjetin primar nga mbingarkesa.
Prandaj, tensionit të kontrollit; Fuqia e furnizuar në bazat e tranzistorëve të fuqisë duhet të formohet në mënyrë të tillë që një nga këto tranzistorë të mbyllet në mënyrë të sigurt dhe pastaj të hapet tjetra. Me fjalë të tjera, midis impulseve të kontrollit të furnizuara në bazat e tranzistorëve të fuqisë duhet domosdoshmërisht të ketë një ndryshim kohor që nuk është i barabartë me zero ("zona e vdekur"). Kohëzgjatja minimale e lejueshme e "zonës së vdekur" përcaktohet nga inercija e transistorëve të përdorur si ndriçues elektrik.
Arkitektura e çipit ju lejon të rregulloni kohëzgjatjen minimale të "zonës së vdekur" duke përdorur potencialin në pinin 4 të çipit. Ky potencial vendoset duke përdorur një ndarës të jashtëm të lidhur me autobusin e tensionit të prodhimit të burimit të brendshëm të referencës të chip Uref.
Në disa mishërime të UPS, një ndarës i tillë mungon. Kjo do të thotë që pas përfundimit të procesit të fillimit të qetë (shih më poshtë), potenciali në pinin 4 të çipit bëhet 0. Në këto raste, "zona e vdekur" minimale e mundshme nuk do të bëhet 0, por do të përcaktohet nga burimi i brendshëm i tensionit DA7 (0, 1B), e cila është e lidhur me hyrjen jo-invertuese të komparatorit DA1 me polin e saj pozitive, dhe me pinin 4 të mikrokredisë - negative. Kështu, për shkak të përfshirjes së këtij burimi, gjerësia e impulsit të prodhimit të krahasuesit DA1 dhe kështu gjerësia e "zonës së vdekur", në asnjë rrethanë nuk mund të bëhet i barabartë me 0, që do të thotë "prishja në raft" do të jetë krejtësisht e pamundur. Me fjalë të tjera, arkitektura e mikroçipit është e kufizuar nga kohëzgjatja maksimale e impulsit të prodhimit (minimumi i "zonës së vdekur"). Nëse ka një ndarës të lidhur me pinin 4 të çipit, atëherë pas një nisjeje të qetë, potenciali i këtij kyçi nuk është 0, prandaj gjerësia e impulseve të daljes së krahasuesit DA1 përcaktohet jo vetëm nga burimi i brendshëm DA7, por edhe nga potenciali i mbetur (pas procesit të fillimit të qetë). në të njëjtën kohë, siç është përmendur më lart, vargu dinamik i rregullimit të gjerësisë të komparatorit PWM DA2 është ngushtuar.
DIAGRAMI I UDHEZIMEVE
Qarku i nisjes është projektuar për të marrë një tension që mund të përdoret për të fuqizuar chipin e kontrollit për ta nisur atë pas kalimit të TLI në rrjetin e furnizimit me energji elektrike. Prandaj, fillimi nënkupton hapjen e çipit të kontrollit në funksionim, në radhë të parë, pa funksionimin normal të të cilit funksionimi i seksionit të energjisë dhe i gjithë qarkut të UPS është i pamundur.
Skema e fillimit mund të ndërtohet në dy mënyra të ndryshme:
me vetë-ngacmim;
me agjitacion të detyruar.
Skema me vetë-ngacmim përdoret, për shembull, në UPS GT-150W (Figura 14). Tensioni i korrigjuar Uep furnizohet me ndarësin resistive R5, R3, R6, R4, i cili është baza për të dy transistorët e kyçeve të fuqisë Q1, Q2. Prandaj, nëpërmjet transistorëve nën ndikimin e tensionit të përgjithshëm në kondensatorët C5, C6 (Uep) fillon të rrjedhë rrymën bazë përmes qarkut (+) C5 - R5 - R7-6 - Q1 - R6 - R8 - 6 - Q2 - "tela e përbashkët" - (-) C6.
Të dy transistorët hapen nga kjo rrjedhë. Si rezultat, rrymat e drejtimeve reciprokisht të kundërta fillojnë të rrjedhin nëpër seksionet kolektor-emitter të të dy transistorëve:
përmes Q1: (+) C5 - +310 V autobus - q1 Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-) C5.
nëpërmjet Q2: (+) C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - to-e Q2 - "tela e përbashkët" e anës primare - (-) C6.
Figura 14. Fillimi me vetë-ngacmuar UPS GT-150W.
Nëse të dy rrymat që rrjedhin përmes mbështjellësve shtesë (nisjes) 5-6 T1 në drejtime të kundërta, do të ishin të barabarta, atëherë rryma që rezulton do të ishte e barabartë me 0 dhe qarku nuk do të mund të fillonte.
Megjithatë, për shkak të ndryshimit teknologjik të fitimeve aktuale të transistorëve Q1, Q2, gjithmonë një nga këto rryma është më e madhe se tjetra, që nga transistorët janë të hapur në shkallë të ndryshme. Prandaj, rryma që rezulton përmes mbështjellësve 5-6 T1 nuk është e barabartë me 0 dhe ka një drejtim ose një tjetër. Supozoni se rryma nëpërmjet transistorit Q1 mbizotëron (dmth. Q1 është paksa e hapur në një shkallë më të lartë se Q2) dhe prandaj rryma rrjedh në drejtim nga pin 5 deri në pin 6 T1. Arsyetimi i mëtejshëm bazohet në këtë supozim.
Sidoqoftë, në drejtësi, duhet të theksohet se transistorit aktual përmes transistorit Q2 gjithashtu mund të mbizotërojë, dhe pastaj të gjitha proceset e përshkruara më poshtë do të lidhen me transistorin Q2.
Rrjedhja e rrymës përmes mbështjellësve 5-6 T1 shkakton shfaqjen e EMF të induksionit të ndërsjelltë në të gjitha mbështjelljet e transformatorit të kontrollit T1. Në të njëjtën kohë (+) EMF lind në pinin 4 në lidhje me pin 5 dhe rryma bazë Q1 nën ndikimin e këtij EMF rrjedh një rrymë shtesë, pak hapëse përmes qarkut: 4 T1 - D7-R9-R7-6-3 Q1-5 T1.
Në të njëjtën kohë, në pinin 7 të T1, një (-) EMF shfaqet në lidhje me pin 8, dmth polarizimi i kësaj EMF rezulton të bllokojë Q2 dhe mbyllet. Tjetra vjen reagime pozitive (PIC). Efekti i tij është se me rritjen e rrymës përmes seksionit të emitterit të kolektorëve Q1 dhe mbështjellësve 5-6 T1 në dredha-dredha 4-5 T1 një akte në rritje EMF, e cila, duke krijuar një bazë shtesë bazë për Q1, edhe më shumë e zbulon atë. Ky proces zhvillohet si një ortek (shumë shpejt) dhe çon në hapjen e plotë të Q1 dhe mbylljen Q2. Nëpërmjet Q1-së së hapur dhe dredhjes primare 1-2 të transformatorit të fuqisë T2, fillon të rrjedhë një rrymë në rritje linear, e cila shkakton shfaqjen e një impuls të EMF të induksionit të ndërsjellë në të gjitha mbështjelljet T2. Impuls nga dredha-dredha 7-5 T2 ngarkon kapacitetin akumulues C22. Një tension shfaqet në C22, i cili furnizohet si një furnizues i rrymës për pin 12 të çipit të kontrollit TL149 IC1 dhe në fazën e përputhjes. Microcircuit fillon dhe gjeneron në këmbët e saj 11, 8 sekuenca drejtkëndore impuls me të cilat çelsin e fuqisë Q1, Q2 fillojnë të kalojnë nëpër fazën e përputhjes (Q3, Q4, T1). Në të gjitha mbështjelljet e transformatorit të fuqisë T2 shfaqet EMF i pulsuar i nivelit nominal. Në këtë rast, EMF nga mbështjelljet 3-5 dhe 7-5 vazhdimisht ushqejnë C22, duke ruajtur një nivel konstant të tensionit në të (rreth 27V). Me fjalë të tjera, mikrocircuit fillon të shkruajë vetë (vetë-ushqyer) përmes lakut feedback. Njësia hyn në punë. Tensioni i furnizimit të mikrocircuit dhe fazës përputhëse është ndihmëse, vepron vetëm brenda njësisë dhe zakonisht quhet Upom.
Kjo skemë mund të ketë disa ndryshime, siç është furnizimi me energji switching LPS-02-150XT (prodhuar në Tajvan) për kompjuterin Mazovia CM1914 (Figura 15). Në këtë skemë, shtytja fillestare për zhvillimin e procesit të nisjes është marrë duke përdorur një ndreqës të veçantë gjysmë valë D1, C7, i cili ushqen ndarësen e rezistencës në gjysmën e parë të pozicionit pozitiv të rrjetit bazë për ndërprerësit e fuqisë. Kjo përshpejton procesin e fillimit, që prej zhbllokimi fillestar i njërës prej çelësave kryhet paralelisht me ngarkimin e kapacitoreve të zbutjes me kapacitet të lartë. Në pjesën tjetër të skemës punon në mënyrë të ngjashme me sa më sipër.
Figura 15. Qarku i fillimit me vetë-ngacmim në njësinë e furnizimit me energji impuls LPS-02-150XT
Një skemë e tillë përdoret, për shembull, në UPS PS-200B nga LING YIN GROUP (Tajvan).
Dredha primare e transformatorit të veçantë fillestar T1 është ndezur në gjysmën e tensionit të rrymës (në 220V) ose në të plotë (në 110V). Kjo është bërë nga ato konsiderata në mënyrë që amplituda e tensionit të alternuar në dredha dytësore T1 nuk varet nga furnizimi me energji nominale. Përmes dredhjes primare T1 kur ndizni UPS në rrjedhat e rrjetit alternuar aktuale. Në gjirin dytësor të 3-4 T1, për këtë arsye, një EMF ndryshueshme sinusoidale me frekuencën e furnizimit me rrjetin është i detyruar. Rryma rrjedh nën ndikimin e këtij EMF është korrigjuar nga një qark të veçantë urë në diodes D3-D6 dhe zbutur nga kondensator C26. Në C26, shpërndahet një tension konstant prej rreth 10-11V, i cili furnizohet si furnizim me energji elektrike në pinin 12 të çipit të kontrollit U1 të tipit TL494 dhe në fazën e përputhjes. Paralelisht me këtë proces, kondensatorët e filtrit zbutës janë të ngarkuar. Prandaj, nga koha e fuqisë është aplikuar në mikrocircuit, fazë të energjisë është gjithashtu mundësuar. Microcircuit fillon dhe fillon të gjenerojë 8, 11 sekuenca të pulses drejtkëndëshe në kunjat e saj, me të cilat kalon pushtet të fillojnë të kalojnë nëpër kaskadën përputhen. Si rezultat, tensionit të prodhimit të bllokut. Pasi të futet në modalitetin e vetëzuar, mikroskopi prodhohet nga busimi i tensionit të prodhimit + 12V përmes diodit të çiftimit D8. Meqenëse ky tension i vetëpresentit tejkalon pak tensionin e prodhimit të ndreqësit D3-D5, diodat e këtij ndriçuesi fillestar janë të kyçur dhe nuk ndikon në funksionimin e qark në të ardhmen.
Nevoja për reagime përmes diodës D8 nuk është e detyrueshme. Në skemat e disa UPS, ku zbatohet ngacmimi i detyruar, kjo lidhje mungon. Mikrokripi i kontrollit dhe kaskada e përputhjes mundësohet nga dalja e ndreqësit fillestar për tërë kohën e operimit. Megjithatë, niveli i gurgullimit në autobusin Upom në këtë rast është disi më i lartë se në rastin e ndezjes së çipit nga autobusi i tensionit + 12V.
Duke përmbledhur përshkrimin e skemave të nisjes, mund të vihet në dukje veçoritë kryesore të ndërtimit të tyre. Në skemën me vetë-ngacmim kryhet kalimi fillestar i tranzistorëve të fuqisë, duke rezultuar në shfaqjen e tensionit të furnizimit të çipit Upom. Në qarkun e ngacmimit me forcë, fillimisht merret një Upom dhe si rezultat kalimi i tranzistorëve të fuqisë. Përveç kësaj, në qarqet me vetë-ngacmim, lartësia e tensionit zakonisht ka një nivel prej rreth + 26V, dhe në qarqe me ngacmim të detyruar - rreth + 12V.
Qarku me ngacmim të detyruar (me një transformator të veçantë) është paraqitur në Fig.16.
Figura 16. Skema fillestare me ngacmim të detyruar të njësisë së furnizimit me energji switching PS-200B (LING YIN GROUP).
CASCADE I KONSERVUAR I NJËSISË SË FURNIZIMIT TË PUSHTETIT
Për koordinimin dhe çvendosjen e një stadi të fuqishëm të prodhimit nga qarqet e kontrollit me fuqi të ulët, përdoret një fazë përputhëse.
Skemat praktike për ndërtimin e një kaskade përputhen në UPS të ndryshme mund të ndahen në dy opsione kryesore:
transistor opsion, ku çelësat janë përdorur transistorëve të jashtëm në një dizajn diskrete;
varianti tranzitor, ku transistorët e outputit të vetë kontrollit VT1, VT2 (në versionin e integruar) përdoren si çelësa.
Përveç kësaj, një tjetër tipar që mund të përdoret për të klasifikuar kaskadat përputhen është mënyra për të kontrolluar transistorët e fuqisë së inverter gjysëm urë. Mbi këtë bazë, të gjitha kaskadat që përputhen mund të ndahen në:
kaskadat e zakonshme të kontrollit, ku kontrolli i të dy tranzistorëve të fuqisë kryhet duke përdorur një transformator kontrolli të përbashkët me to, i cili ka një mbeshtjellje primare dhe dy sekondare;
kaskadat me kontroll të veçantë, ku secili nga transistorët e fuqisë kontrollohet duke përdorur një transformator të veçantë, dmth. Ka dy transformatorë kontrolli në kaskadën e përputhjes.
Bazuar në të dy klasifikimet, kaskada e përputhjes mund të kryhet në njërën nga katër mënyrat:
tranzitor me kontroll të përbashkët;
tranzitor me kontroll të veçantë;
pa tranzistor me kontroll të përgjithshëm;
transponder me kontroll të veçantë.
Kaskadat e tranzicionit të kontrolluara me ndarje janë përdorur rrallë ose nuk përdoren fare. Autorët nuk ndodhnin të ndesheshin me një variant të tillë të ekzekutimit të kaskadës përputhëse. Tri opsionet e mbetura janë pak a shumë të zakonshme.
Në të gjitha rastet, lidhja me kaskadën e energjisë kryhet nga metoda e transformatorit.
Në këtë rast, transformatori kryen dy funksione kryesore: amplifikimin e sinjalit të kontrollit në lidhje me rrymën (për shkak të zvogëlimit të tensionit) dhe izolimin galvanik. Izolimi galvanik është i domosdoshëm për shkak se chip kontrolli dhe faza e përputhjes janë në anën e mesme dhe faza e energjisë është në anën primare të UPS.
Konsideroni punën e secilës prej varianteve të përmendura të kaskadës së përputhshme me shembuj konkretë.
Në qarkun e tranzistorit të kontrollit të përgjithshëm, një preamplifikues i transformatorit push-pull që përdor transistorët Q3 dhe Q4 përdoret si një fazë e përputhshme (Figura 17).
Figura 17. Kaskada e përputhjes e njësisë furnizuese të rrymës KYP-150W (qark tranzitor me kontroll të përbashkët).
Figura 18. Forma reale e pulses në mbledhësit
Rrymat përmes diodave D7 dhe D9, që rrjedhin nën ndikimin e energjisë magnetike të depozituara në DT thelbin, kanë formën e një eksponenti në rënie. Në DT bërthamë gjatë rrjedhës së rrymave përmes diodave D7 dhe D9, vepron një fluks magnetik ndryshues (që bie), që shkakton shfaqjen e impulseve EMF në mbështjelljet e tij sekondare.
Dioda D8 eliminon ndikimin e fazës përputhëse në çipin e kontrollit përmes një autobusi të përbashkët.
Një tjetër lloj i kaskadës përputhëse të tranzistorit me kontroll të përbashkët përdoret në njësinë e furnizimit me energji switching ESAN-ESP-1003R (Fig.19). Tipari i parë i këtij opsioni është që transistorët e prodhimit VT1, VT2 patate të skuqura të përfshira si pasues emitter. Sinjalet e daljes hiqen nga kunjat 9, 10 të çipit. Rezistencat R17, R16 dhe R15, R14 janë ngarkesa emitter të transistorëve VT1 dhe VT2, respektivisht. Të njëjtat resistors formojnë ndarësit bazë për transistorët Q3, Q4, të cilat punojnë në mënyrën kyçe. Kapacitetet C13 dhe C12 po nxisin dhe ndihmojnë përshpejtimin e proceseve kaluese të transistorëve Q3, Q4. Karakteristika e dytë karakteristike e kësaj kaskade është se gjilpërë primare e transformatorit të kontrollit DT nuk ka dalje nga midpoint dhe është e lidhur në mes të kolektorëve të transistorëve Q3, Q4. Kur hapet tranzitor i prodhimit VT1 i çipit të kontrollit, ai kthehet në tensionin bazë Upom të fuqisë për ndarësin R17, R16 të tranzitorit Q3. Prandaj, një rrjedhë rrjedh përmes tranzicionit të kontrollit Q3, dhe ajo hapet. Përshpejtimi i këtij procesi promovohet duke rritur kapacitetin C13, i cili siguron furnizimin e çbllokimit të rrymës në bazën Q3, që është 2-2,5 herë më e lartë se vlera e përcaktuar. Rezultati i hapjes së Q3 është që dredha-dredha primare 1-2 DT nga pinja e saj 1 është e lidhur me trupin. Meqenëse transistori i dytë Q4 është i bllokuar, atëherë një rrymë në rritje përmes qarkut fillon të rrjedhë përmes dredhjes primare DT: Upom - R11 - 2-1 DT - k-e Q3 - trupi.
Figura 19. Faza e përputhjes e ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD furnizimi me energji switching (transistor i zakonshëm i kontrollit).
Emetimet EMF shfaqen në mbështjelljet sekondare të 3-4 dhe 5-6 DT formë drejtkëndëshe. Drejtimi i mbështjelljes së mbështjelljeve sekondare DT është i ndryshëm. Prandaj, një nga tranzistorët e fuqisë (që nuk tregohet në diagramë) do të marrë pulsin bazë të hapjes dhe tjetri - mbyllësi. Kur VT1 i çipit të kontrollit mbyllet papritmas, Q3 gjithashtu mbyllet ashpër pas saj. Kapaciteti i përshpejtuar C13 kontribuon në përshpejtimin e procesit të mbylljes, tension nga i cili aplikohet në tranzicionin bazë emitter Q3 në polarizimin e mbylljes. Tjetra, "zona e vdekur" zgjat kur të dy tranzistorët e daljes së mikroçirrit janë të mbyllura. Tjetra, hapet tranzitor i prodhimit VT2, që do të thotë se rezulton të mundësohet nga tensioni bazë Upom për ndarësin e dytë të transistorit Q4 R15, R14. Prandaj, hapet Q4 dhe dylbi primar 1-2 DT rezulton të jetë i lidhur me trupin me fundin e tij të dytë (pin 2), prandaj rrjedh një rrymë në rritje e drejtimit të kundërt që rrjedh përmes qarkut: Upom -R10-1-2 DT - to-th Q4 - "mbyllje".
Prandaj, polariteti i pulseve në mbështjelljet sekondare të ndryshimeve DT, dhe impulsi i hapjes do të merret nga transistor i dytë i fuqisë, dhe pulsimi i polarizimit të mbylljes do të veprojë në bazën e të parit. Kur VT2 i çipit të kontrollit mbyllet papritmas, atëherë pas saj Q4 gjithashtu mbyllet befas (me ndihmën e forcës së kapacitetit C12). Pastaj "zona e vdekur" zgjat përsëri, pas së cilës proceset përsëriten.
Kështu, ideja kryesore e natyrshme në funksionimin e kësaj kaskade është se fluksi magnetik i ndryshueshëm në thelbin e DT mund të merret për shkak të faktit se dylli primar DT është i lidhur me trupin me një fund apo tjetrin. Prandaj, nëpërmjet saj rrjedh rrymën e alternuar pa një përbërës konstant me një furnizim unipolar.
Në versionet jo tranzitore të kaskadave përputhëse të UPS, transistorët e daljes VT1, VT2 të çipit të kontrollit përdoren si transistorë të kaskadës përputhëse. Në këtë rast, transistorët diskrete të kaskadës përputhëse mungojnë.
Një qark i zakonshëm i kontrollit tranzitor është përdorur, për shembull, në qarkun UPS PS-200V. Transistorët e prodhimit të VT1, VT2 microcircuit janë të ngarkuar në mbledhësit nga gjysmërima primare e transformatorit DT (Fig. 20). Fuqia është furnizuar në pikën qendrore të dredhjes primare DT.
Figura 20. Kaskada e përputhjes e njësisë furnizuese të rrymës PS-200B (qark i kontrollit më pak i zakonshëm i tranzitorit).
Kur hapet tranzitor VT1, rryma në rritje rrjedh përmes këtij tranzistorit dhe gjysmë-dredha-dredha 1-2 të transformatorit të kontrollit DT. Në mbështjelljet sekondare të DT, shfaqen impulset e kontrollit, që kanë një polaritet të tillë që hapet një nga tranzistorët e fuqisë inverter dhe tjetri mbyllet. Në fund të impulsit, VT1 mbyllet papritmas, rryma nëpërmjet gjysmë-dredha-dredha 1-2 DT ndalesa rrjedhin, kështu që EMF në mbërthimin e mesme e DT zhduket, e cila shkakton transistorëve pushtet të mbyllet. Tjetra, "zona e vdekur" zgjat, kur të dy tranzistorët e prodhimit VT1, VT2 të çipit janë të mbyllura dhe rrymës përmes DT fillestare nuk rrjedh. Tjetra, hapet tranzitor VT2, dhe rryma, duke u rritur në kohë, rrjedh përmes këtij tranzistorit dhe gjysmë-dredha-dredha 2-3 DT. Fluksi magnetik i krijuar nga ky rrymë në DT kryesore ka drejtim të kundërt me rastin e mëparshëm. Prandaj, në mbështjelljet sekondare të DT të shkaktuara EMF kundërt me rastin e mëparshëm të polaritetit. Si rezultat, transistor i dytë i inverter gjysmë-urë është i hapur, dhe në bazë të së parës puls ka polarizimin e saj mbyllës. Kur VT2 i çipit të kontrollit mbyllet, rryma aktuale nëpërmjet saj dhe DT fillestare mbaron. Prandaj, EMF në mbështjelljet sekondare të DT zhduket, dhe tranzistorët e fuqisë inverter janë përsëri të mbyllura. Pastaj "zona e vdekur" zgjat përsëri, pas së cilës proceset përsëriten.
Ideja kryesore e ndërtimit të kësaj kaskade është se fluksi magnetik i ndryshueshëm në thelbin e transformatorit të kontrollit mund të merret duke aplikuar fuqinë në pikën mid të dredhaimit primar të këtij transformatori. Prandaj, rrymat rrjedhin nëpër gjysmë-mbështjellje me të njëjtin numër kthesash në drejtime të ndryshme. Kur të dy tranzistorët e daljes së mikroçirrit mbyllen ("zonat e vdekura"), fluksi magnetik në thelbin e DT është i barabartë me 0. Hapja alternative e transistorëve shkakton pamjen alternative të fluksit magnetik të njërës ose gjysmën tjetër të dredhur. Fluksi magnetik që rezulton në thelbin është i ndryshueshëm.
E fundit e këtyre varieteteve (qark i kontrollit pa tranzicion me kontroll të veçantë) përdoret, për shembull, në UPS të kompjuterit Appis (Peru). Në këtë skemë, ekzistojnë dy transformatorë të kontrollit DT1, DT2, gjysmë mbështjetjet kryesore të të cilave janë ngarkesa e kolektorëve për transistorët e prodhimit të çipit (Fig. 21). Në këtë skemë, secili prej dy ndezësve të energjisë kontrollohet nëpërmjet një transformatori të veçantë. Fuqia furnizohet me kolektorët e transistorëve të prodhimit të çipit nga autobusi i përbashkët Upom përmes pikës së mbërthimit primar të transformatorëve të kontrollit DT1, DT2.
Diodat D9, D10 me pjesët përkatëse të mbështjelljeve primare DT1, DT2 formojnë qarqet e demagnetizimit bazë. Le të ndalemi në këtë çështje në mënyrë më të detajuar.
Figura 21. Kaskada e përputhjes e njësisë së furnizimit me energji të pulsuar "Appis" (qark jo tranzitor me kontroll të veçantë).
Kaskada e përputhjes (Fig. 21) është në thelb dy konvertues të pavarur me një kthesë përpara, që prej rryma e hapjes rrjedh në bazën e tranzistorit të fuqisë gjatë gjendjes së hapur të tranzitorit që përputhet, dmth. duke u përputhur dhe lidhur me të nëpërmjet transformatorit, transistorit të energjisë është i hapur njëkohësisht. Në këtë rast, të dy transformatorët e impulseve DT1, DT2 veprojnë me një përbërës aktual të rrymës së dredhur primar, dmth. me magnetizim të detyruar. Nëse nuk jepni masa të posaçme për demagnetizimin e bërthamave, ato do të hyjnë në ngopje magnetike gjatë disa periudhave të operimit të konvertimit, gjë që do të çojë në një rënie të ndjeshme në induktancën e mbështjelljeve primare dhe dështimin e transistorëve switching VT1, VT2. Konsideroni proceset që ndodhin në konvertues në tranzitorin VT1 dhe transformatorin DT1. Kur hapet tranzitor VT1, përmes tij dhe dredha-dredha primare 1-2 DT1 rrjedh një rrymë linear në rritje përmes qarkut: Upom -2-1 DT1 - to-e VT1 - "trup".
Kur pulsimi i zhbllokimit në bazën e VT1 përfundon, mbyllet ashpër. Rryma përmes dredhjes 1-2 DT1 ndalet. Megjithatë, EMF në dredha-dimin demagnetizues 2-3 DT1 në të njëjtën kohë ndryshon polaritetin, dhe nëpërmjet këtij dredha-dredha dhe diodën D10 rrjedh dendësia demagnetizuese DT1 nëpërmjet qarkut: 2 DT1 - Upom - C9- "rast" - D10-3DT1.
Kjo rrymë është në rënie lineare, dmth. derivat i fluksit magnetik përmes bërthamës DT1 ndryshon shenjën, dhe bërthama demagnetizohet. Kështu, gjatë këtij cikli të orës së kundërt, energjia e tepërt e ruajtur në DT1 bërthamë gjatë gjendjes së hapur të tranzitorit VT1 kthehet në burim (kondensatori i ruajtjes C9 i autobusit Upom është i ngarkuar).
Sidoqoftë, një mishërim i tillë i kaskadës së përputhshme është më së paku i preferuar, pasi Të dy transformatorët DT1, DT2 veprojnë me nën-shfrytëzim nga induksioni dhe me një komponent të vazhdueshëm të rrymës primare. Riparimi i bërthamave DT1, DT2 ndodh në një cikël të pjesshëm, duke mbuluar vetëm vlerat pozitive të induksionit. Për shkak të kësaj, flukse magnetike në cores pulsojnë, dmth. përmbajnë një komponent të vazhdueshëm. Kjo çon në rritjen e masës dhe dimensioneve të transformatorëve DT1, DT2 dhe, për më tepër, në krahasim me variantet e tjera të fazës së përputhjes, kërkon dy transformatorë në vend të një.
| PARAMETRAT THEMELORE TË FURNIZIMEVE TË ENERGJISË PULSE PËR IBM | Parametrat kryesorë të furnizimit me energji të pulsuar janë konsideruar, pinout e lidhës, parimi i funksionimit nga 110 dhe 220 volt, | |||
| Microcircuit TL494 është përshkruar në detaje, qark switching dhe raste përdorimi për kontrollin e switches pushtet të furnizimit me energji switching. | ||||
| MENAXHIMI I PUSHTETIT TË NJËSISË PËR FURNIZIM ME PULSE ME TL494 | Janë përshkruar metodat themelore për kontrollin e transistorëve të fuqisë bazë të furnizimit me energji switching, si dhe opsionet për ndërtimin e ndreqësve për furnizimin me energji sekondare. | Përshkrimi i plotë diagram skematik dhe funksionimin e saj të furnizimit me energji switching | ||
Ngjitur në internet, unë nuk gjeta një qark të vetëm rregullator të tensionit dhe më e rëndësishmja e tanishme - në bazën moderne të elementeve. Të gjithë
ishin ose tranzistorë analog ose bipolar, në një çelës kyç. Unë u përpoqa një prej tyre.
Aktualisht më shumë se 2.5 amps, pa ngrohje të konsiderueshme të tranzitorit KT818, unë nuk kam marrë. Në përpjekje për të hequr rreth 4 amperes - tranzitor dhe diodë e një të shtënë djegur. Është e nevojshme për të sqaruar - ata ishin pa radiatorë. Kjo, megjithatë, nuk e ndryshon situatën. Pasi mendova se si të aplikoj një bus në fushën e kanaleve të P-së në këtë ndërfaqe, gjeta një përshkrim të punës së tij. Shkarkimi i nxehtësisë, për shkak të rezistencës së madhe në tranzicion të hapur, është shumë i madh - mund të harrosh efikasitetin e mirë. U vendos që të përdoren shoferët e fushës N-kanal të drejtuar nga shoferi kryesor kyç.
Skema, ndonëse duke punuar dhe ka efikasitet të mirë, nuk ishte pa gabime. Ai merrej me përdorimin e tij në mbushjen e baterive. Ata ishin të lidhur me faktin se çelësi më i ulët është gjithmonë i hapur kur pjesa e sipërme është e mbyllur. Nëse energjia e mbytjes shkon jashtë - rryma nga bateria do të kalojë nëpër mbytje në drejtim të kundërt dhe do të djegë çelësin më të ulët. E sipërmja do të digjet kur të hapet në pjesën më të ulët të shkurtër.
U vendos që të braktisim çelësin sinkron dhe të përdorim në mënyrë të vjetër një diodë të fuqishme schottky.
Si rezultat i një kërkimi të gjatë, gjyqi dhe gabimi, patate të skuqura të djegura dhe punëtorë në terren, një skemë e tillë ka lindur
Karakteristikat kryesore.
1. Punon në mënyrë të qëndrueshme.
2. Excellent mbajnë aktuale dhe tension.
3. Ka një efikasitet prej rreth 90 për qind. Ndonjëherë deri në 94!
4. Të gjitha sendet janë të shtrirë në një depon.
5. Praktikisht nuk ka nevojë të konfigurohet.
6. Shumë e thjeshtë dhe e përsëritshme.
7. Rryma është e rregullueshme nga zero në atë se sa dëshiron përdoruesi.
8. Tensioni i rregullueshëm nga 2.5V.
Nga karakteristikat.
Rryma e prodhimit kontrollohet nga një shunt.
Rezistenca e saj është rreth 0.01 ohm. Shpërndarja e nxehtësisë është relativisht e vogël. Rryma rregullohet brenda kufijve të gjerë. Nga 0 amp .... për sa do të lejojë një diodë dhe mbytje. Rregullimi i limitit maksimal të rrymës (dhe qark i shkurtër) është vendosur nga rezistenca R6. Menjëherë bëni një rezervë nën 4 amps unë nuk këshilloj instalimin. Një tipar i kontrollit aktual është përdorimi i një "tension shunt shtytjeje" zbatuar në një diodë D4. Kjo lejon TLke të punojë në mënyrë korrekte afër-zero rryma dhe të vë në dukje (rezistencë R9) qark të shkurtër qark .... thonë në 1 mA. Dioda D5 përdoret për stabilizimin termik të qarkut të kontrollit aktual.
Shunt fillimisht ishte një copë tela bakri rreth 4.5 cm të gjatë dhe 0.4 mm në diametër. Meqenëse bakri është shumë jo-termostabël dhe kur rryma e ngrohjes ka rrjedhur, është vendosur të hapet një multimeter kinez. Shunt u tërhoq nga atje u shkurtuar nga gjysma dhe ngjitur në bord.
asfiksim
u plagos në një unazë të verdhë të bardhë të furnizimit me energji kompjuterike. Përmban rreth 24 kthesa tela me një diametër prej 2 mm. Teli u mbështjellë nga një UPS kompjuter transformator.
Vetëm me tela të tillë ishte e mundur që të hiqeshin nga nxehtësia e tepërt e mbytjes në rrymat mbi 5A.
Çelësi kryesor është drejtuesi kryesor i transformatorit. Për të, në sajë të LiveMaker nga Mikrosmart website. Është bërë nga pothuajse çdo unazë ferrite. Idealisht - markë 2000 nga 2 cm në diametër. Unaza e hequr nga tela e filtrit të pulsit gjithashtu punon (megjithëse vërehet ngrohja pothuajse e pakapshme). Unë tashmë kam dy dërrasa që punojnë në unazat që janë hequr nga pajimet e kabllove që lidhin pllakat e copierëve. E vetmja gjë që ende nuk ka sjellë pasoja negative është emetimet në kufijtë e sinjaleve të ndërrimit të trapezit. Ato nuk janë të mëdha (2-3V) dhe nuk ndikojnë në performancën e pajisjes. Nuk ka asgjë të vështirë në dredha-dredha. Kalojeni tek spiralja e syrit të mbështjellni. Mundohuni të shpërndani në mënyrë të barabartë mbështjellësit e dy mbështjellës rreth unazës. Dredha primare përmban 9 kthesa tela. E mesme - 27 kthesa tel. Motau palë të zakonshme banimi të zakonshëm të përdredhur. Tensioni në portë është i kufizuar në dy dioda zener në 12-15 volt. Shoferi lehtë shtrëngon fushën IRF3205. Fronti i pulses në portë është rreth 168nS.
Një diodë e fuqishme schottky nga njësia e furnizimit me energji kompjuterike është përdorur si një diodë e kundërt. Ai, së bashku me transistorin e efektit në terren, ulet në radiator nga CPU e kompjuterit përmes spacers izolues.
Kam etched dhe testuar atë. Ju lutemi vini re - rezistente R14 dhe R12 - në fakt, përbëhen nga një rezistencë dhe një kondensator. Vetëm rigjallërim.
Për shkak të faktit se rezistenca e shuntit ndikon shumë në mënyrat aktuale të rregullimit, njësia duhet të rregullohet fillimisht. Përbëhet nga instalimi i rezistencës së dëshiruar R6. Ju duhet të marrni një rezistencë të tillë në mënyrë që kur ta ktheni çelësin e rregullimit të rrymës (R9), qarku prodhon rrymën maksimale që ju nevojitet (4-20A). Nëse rryma maksimale e prodhimit duhet të ndryshohet shpesh, atëherë mund të vendosni një rezistencë të ndryshueshme konstante. Vendi dhe kontaktet në bord për këtë.
Ka plane për të ndryshuar stabilizuesin LM7815 linear në MC34063 të pulsuar sepse LM7815 është shumë i nxehtë në tensionet e furnizimit mbi 24V, duke reduktuar efikasitetin.
Fotografitë. Shumë e rrahur nga testet e saldimit.
Kam mbledhur veten për të ngarkuar dhe testuar bateri alkaline furnizimit me energji elektrike. Nga furnizimet me energji të vdekur nga PC. Rëndësia maksimale (kam vendosur që tani për tani një rrymë e tillë është e mjaftueshme për mua) është 20A. Unë zakonisht përdor deri në 10A, 18B. Totali - 180 watts. Mesatarisht në lulëzim. Ajo ka punuar për një javë rreth orës.
- < Назад
- në vazhdim\u003e
Comments
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
0 # 203 Mikhail 04/19/2017 22:46
Në përgjithësi, kam vënë re se edhe me një lm-ke pune me mbushje maksimale, zener ngroh pak (shkallë deri në 50). I rikthehem transformatorit të portës (mbështjellësit 15 deri në 35), ngrohja është zhdukur, stabilizatori është duke punuar, ndërsa fluturimi është normal) Falë autorit për skemën dhe këshilla!
Unaza që kam përdorur është nxjerrë ose nga monitori ose nga printeri (nga kabllorja) që nuk mbaj mend, por është më i madh se ajo që është në artikullin në foto.
0 # 202 Super User 04/17/2017 22:45
E pra, në qoftë se ju mendoni logjikisht, atëherë 7815 mund të vrasin ose një tejkalim të tensionit të hyrjes ose një tejkalim të prodhimit aktuale. Për të tejkaluar tensionin e hyrjes në një furnizim prej 27 voltesh, ne nuk do të arrijmë (nëse vula është rreptësisht sipas skemës sime). Mbingarkesa aktuale e prodhimit mbetet. Ju vetë treguat se avari u vërejt në tensione ose rryma maksimale. Kjo do të thotë se mbushja e impulseve ishte maksimale. Ndoshta thelbi (i përmasave të papërshtatshme ose materiali) në QZP të vogël ndjehet normal dhe kur mbushja rritet, bërthama bëhet e ngopur dhe rryma rritet ndjeshëm. Megjithëse nuk e kam parë këtë. Posto foto të nënshkruara në cilësi të mirë. Ju mund të ngarkoni fotot në forum.
0 # 201 Mikhail 04/04/2017 09:24
Tashmë për herë të katërt thyen stabilizatorin linear. Unë nuk mund të kuptoj se pse është arsyeja, unë kam vrarë dy lm7815 dhe dy lm317t, simptomat janë gjithmonë të njëjta dhe të njëjta, së pari çdo gjë funksionon mirë, pas një kohe unë vërehet se kur kam vendosur tensionin max ose aktual, diodat zener në qarkun e portës fillojnë të pijnë duhan. Unë mat tensionin e furnizimit tl494 dhe e shoh se është e barabartë me inputin 25 volt, dhe stabilizatori është shpuar përmes, unë e ndryshoj dhe në kohë çdo gjë është e re.
Tensioni i hyrjes është 25-27 volt, lm-ka nuk mbinxeh, qëndron në radiator.
Përshkrimi i përgjithshëm dhe përdorimi
TL 494 dhe versionet e tij të mëvonshme janë mikrocircuit më shpesh të përdorura për ndërtimin e konvertuesve të energjisë dy-stroke.
- TL494 (zhvillimi origjinal i Texas Instruments) - konvertues i tensionit PWM me dalje të vetme (TL 494 IN-DIP16, -25..85 SH, TL 494 CN-DIP16, 0..70C).
- K1006EU4 - analog vendas i TL494
- TL594 - TL494 analog me amplifikatorë të gabimit të saktësisë së përmirësuar dhe krahasues
- TL598 - analog TL594 c shtytje tërheq (pnp-npn) output përsëritës
Ky material - një përmbledhje e techdoc origjinal Texas Instruments , Botimet Ndërkombëtare të Rectifier ("International Rectifier Power Semiconductors", Voronezh, 1999) dhe Motorola.
Avantazhet dhe disavantazhet e këtij çipi:
- Plus: Qarqet e kontrollit të avancuar, dy amplifikatorë diferencialë (ata gjithashtu mund të kryejnë funksione logjike)
- Minus: Prodhimet me një fazë kërkojnë peshë shtesë (krahasuar me UC3825)
- Minus: Kontrolli aktual nuk është në dispozicion, loop relativisht i ngadalshëm feedback (uncritically në vëzhguesit e kontrollit të automobilave)
- Minus: Përfshirja sinkrone e dy ose më shumë ICS nuk është aq e përshtatshme sa në UC3825
1. Karakteristikat e çipave TL494
Qarqet ION dhe mbrojtja e nëntolimit. Ky qark ndizet kur furnizimi i energjisë arrin pragun 5.5..7.0 V (vlera tipike është 6.4V). Deri në këtë pikë, autobusët e kontrollit të brendshëm ndalojnë funksionimin e gjeneratorit dhe pjesën logjike të qarkut. Rryma pa ngarkesë në një tension furnizimi prej + 15V (tranzistorët e daljes janë të shkyçur) nuk është më shumë se 10 mA. ION + 5V (+ 4.75 ... + 5.25 V, stabilizimi i daljes nuk është më i keq se +/- 25mV) siguron rrymën rrjedhëse deri në 10 mA. ION mund të shumëzohet vetëm duke përdorur një ndjekës npn-emitter (shih TI faqe 19-20), por në prodhimin e një "stabilizatori" të tillë, tensionet do të varen fuqishëm nga rryma e ngarkesës.
Gjeneratori i vendosur prodhon në kondensatorin Сt (pin 5) ndjeshmëria kohore e tensionit të sharrave është 0 .. + 3.0V (amplitudë është vendosur nga ION) për TL494 Texas Instruments dhe 0 ... + 2.8V për TL494 Motorola (çfarë duhet të presim nga të tjerët?), respektivisht për TI F = 1.0 / (RtCt), për Motorola F = 1.1 / (RtCt).
Janë të lejueshme frekuencat e përdorimit nga 1 deri në 300 kHz, ndërsa diapazoni i rekomanduar është Rt = 1 ... 500 kΩ, Ct = 470 pF ... 10 μF. Në këtë rast, domethënie tipike e frekuencës është (natyrisht pa marrë parasysh devijimin e komponentëve të montuar) +/- 3%, dhe devijimi i frekuencës, në varësi të tensionit të furnizimit, është brenda 0.1% gjatë gjithë intervalit të lejuar.
Për të fikur gjeneratorin nga distanca, mund të përdorni një çelës të jashtëm për të mbyllur hyrjen Rt (6) në daljen e një ION ose për të mbyllur Ct në tokë. Sigurisht, rezistenca e rrjedhjes së një çelësi të hapur duhet të merret parasysh kur zgjedh Rt, Ct.
Hyrja e fazës së kontrollit të pushimit (raporti i detyrës) nëpërmjet komandantit të fazës së qetësimit vendos pauzën minimale të kërkuar midis pulseve në krahët e qarkut. Kjo është e nevojshme si për të parandaluar përmes fazave aktuale të energjisë jashtë IC, dhe për funksionimin e qëndrueshëm të shkyçjes - koha e kalimit të pjesës digjitale të TL494 është 200 ns. Sinjali i daljes aktivizohet kur pulla në Ct tejkalon tensionin në hyrjen e kontrollit 4 (DT). Në frekuencat e orës deri në 150 kHz me tension zero të kontrollit, faza e pushimit = 3% e periudhës (zhvendosja ekuivalente e sinjalit të kontrollit 100..120 mV), në frekuenca të larta korrigjimi i ndërtuar zgjeron fazën e pushimit në 200..300 ns.
Duke përdorur qarkun e hyrjes DT, mund të caktoni një fazë fikse të pushimit ( Rr divider), modaliteti i nisjes së butë (R-C), mbyllja e largët (çelësi) dhe përdorimi i DT si një input linear i kontrollit. Qarku i hyrjes është i montuar në transistorë pnp, kështu që rryma e hyrjes (deri në 1,0 μA) rrjedh nga IC dhe nuk rrjedh në të. Rryma është mjaft e madhe, kështu që resistors me rezistencë të lartë duhet të shmangen (jo më shumë se 100 kΩ). TI, faqja 23 jep një shembull të mbrojtjes së mbitensionit duke përdorur një diodë të Zener 3-plumb TL430 (431).
Përforcuesit e gabimit - Në fakt, amplifikatorët operues me Ku = 70..95dB me një tension të vazhdueshëm (60 dB për serinë e hershme), Ku = 1 në 350 kHz. Qarqet e hyrjes janë mbledhur në transistorë pnp, kështu që rryma e hyrjes (deri në 1,0 μA) rrjedh nga IC dhe nuk rrjedh në të. Rryma është mjaft e madhe për OU, tension i paragjykimeve është gjithashtu (deri në 10 mV), prandaj duhet të shmangen rezistorët me rezistencë të lartë në qarqet e kontrollit (jo më shumë se 100 kΩ). Por falë përdorimit të inputeve të pnp, diapazoni i tensionit të hyrjes është nga -0.3V në V-fuqi 2V.
Daljet e dy amplifikatorëve janë diodë të kombinuar OR. Përforcuesi, prodhimi i të cilit është më shumë tension, kap kontrollin logjik. Në këtë rast, sinjali i daljes nuk është i disponueshëm veçmas, por vetëm nga dalja e diodës OR (është input i krahasuesit të gabimit). Kështu, vetëm një përforcues mund të jetë sistemi operativ i mbyllur në mënyrë lineare. Ky amplifikator mbyllet tensionin kryesor të prodhimit të linjës OS. Në këtë rast, përforcuesi i dytë mund të përdoret si krahasues - për shembull, tejkalimi i rrymës së daljes ose si çelës i sinjalit logjik të alarmit (mbinxehje, qark i shkurtër, etj.), Mbyllje e largët etj. Një nga inputet e komparatorit është i lidhur me ION, OSE alarmet (edhe më mirë - sinjale shtetërore logjike dhe normale).
Kur përdorni një OS të varur nga frekuenca RC, duhet të mbahet mend se prodhimi i amplifikatorëve është me të vërtetë i vetëm (një diod serial), kështu që do të ngarkojë ngarkimin (lart) dhe poshtë, do të shkarkojë një kohë të gjatë. Tensioni në këtë dalje është brenda 0. .. + 3.5V (pak më shumë se swing gjeneratori), atëherë raporti i tensionit bie ndjeshëm dhe rreth 4.5V në dalje, amplifikatorët janë të ngopur. Në mënyrë të ngjashme, duhet të shmangen rezistencat e rezistencës me rezistencë të ulët në qarkun e prodhimit të amplifikatorëve (sythe OC).
Përforcuesit nuk janë të dizajnuara për të punuar brenda një cikli të frekuencës operuese. Nëse vonesa e përhapjes brenda amplifikatorit është 400 ns, ato janë tepër të ngadalta për këtë, dhe logjika e kontrollit të shkyçjeve nuk lejon (do të ketë impulse anësore në dalje). Në skemat reale PN, frekuenca e prerjes së qarkut të OC është rreth 200-10,000 Hz.
Logjika e kontrollit të shkyçjes dhe prodhimit - Kur voltazhi i furnizimit nuk është më i vogël se 7V, nëse tensioni i sharrës në gjenerator është më i madh se ai i hyrjes së kontrollit të DT dhe nëse tensioni i sharrës është më i madh se në ndonjë nga amplifikatorët e gabimit (duke marrë parasysh pragjet e integruara dhe kompensimet), prodhimi i qarkut është i lejuar. Kur gjeneratori rivendoset nga maksimumi në zero, rezultatet dalin në pah. Shkaktari me dalje paraphase ndan frekuencën në dy. Për logjikën 0 në hyrjen 13 (modaliteti i daljes), fazat e shkrehësit kombinohen në OR dhe njëkohësisht futen në të dyja daljet, për logjikën 1 ato aplikohen paraphase për secilin output veç e veç.
Transistorët e prodhimit - npn Darlington me mbrojtje termike të integruar (por pa mbrojtje aktuale). Kështu, rënia minimale e tensionit ndërmjet kolektorit (zakonisht e mbyllur në autobus pozitiv) dhe emituesit (në ngarkesë) është 1.5V (tipik në 200 mA), dhe në qark me një emetues të zakonshëm është pak më i mirë, tipik 1,1 V. Rryma e kufizuar e prodhimit (me një tranzistor të hapur) është i kufizuar në 500 mA, fuqia kufizuese për të gjithë kristalin është 1W.
2. Karakteristikat e aplikacionit
Puna në transistorin e portës TIR. Ripërues të fundjavës
Kur punohet në një ngarkesë kapacitive, e cila me kusht është porta e tranzitorit MOS, tranzitorët e daljes TL494 janë ndezur nga një ndjekës i emituesit. Nëse rryma mesatare është e kufizuar në 200 mA, qarku mund të shpejt të ngarkojë portën, por është e pamundur të lëshohet me tranzistorin e fikur. Shkarkimi i portës me një rezistencë të bazuar është gjithashtu i pakënaqshëm i ngadalshëm. Pas të gjitha, tension në kapacitetin konvencional të portës bie eksponenciale, dhe për të mbyllur tranzitor, porta duhet të shkarkohet nga 10V në jo më shumë se 3V. Rryma e shkarkimit përmes rezistencës gjithmonë do të jetë më pak se rryma e ngarkuar përmes tranzitorit (dhe rezistenca nuk do të nxehet shumë dhe vjedhja e rrymës kyçe gjatë lëvizjes lart).
Opcioni A. Qarkullimi i shkarkimit nëpërmjet një tranzistorit të jashtëm pnp (huazuar nga faqja Schikhman - shih "Jensen Amplifier Power Supply"). Kur ngarkoni derën, rryma që rrjedh përmes diodës bllokon transistorin e pnp të jashtëm, kur dalja e IC është fikur, dioda është e mbyllur, transistor hapet dhe shkarkon portën në tokë. Minus - punon vetëm për kapacitetet e vogla të ngarkesës (e kufizuar nga furnizimi aktual i IC tranzistorit të prodhimit).
Kur përdorni TL598 (me dalje push-pull), funksioni i shpatullës më të ulët, shifror është tashmë i prerë në çip. Opsioni A është i papërshtatshëm në këtë rast.
Opsioni B. Ndjekësi i pavarur plotësues. Meqenëse ngarkesa kryesore aktuale është e përpunuar nga një tranzistor i jashtëm, kapaciteti (ngarkesa aktuale) e ngarkesës është praktikisht e pakufizuar. Transistorë dhe diodë - çdo HF me tension të ulët të ngopjes dhe Ck, dhe diferencë të mjaftueshme aktuale (1A për puls dhe më shumë). Për shembull, КТ644 + 646, КТ972 + 973. Toka e përsëritësit duhet të shitet menjëherë pranë burimit të kaluesit të rrymës. Koleksionistët e tranzistorit të përsëritësit duhet të jenë të tejkaluar me një kapacitet qeramik (nuk tregohet në diagramë).
Cila skemë për të zgjedhur varet kryesisht nga natyra e ngarkesës (kapaciteti i portave ose ngarkesa e kalimit), frekuenca e operimit, kërkesat e kohës për frontet e impulseve. Dhe ata (frontet) duhet të jenë sa më shpejtë të jetë e mundur, sepse shumica e humbjeve të nxehtësisë shpërndahen gjatë transientëve në çelësin e PZHK. Unë rekomandoj që t'i drejtohem publikimeve në koleksionin Ndërkombëtar të Rectifier për një analizë të plotë të problemit, unë do të kufizohem në një shembull.
Transistor i fuqishëm - IRFI1010N - ka një ngarkesë të plotë referimi në portën Qg = 130nKl. Kjo është shumë, sepse transistor ka një zonë jashtëzakonisht të madhe të kanalit për të siguruar rezistencë jashtëzakonisht të ulët kanali (12 mΩ). Këto janë çelësat që kërkohen në konvertuesit 12V, ku llogaritet çdo milimetër. Për të siguruar hapjen e kanalit, në portë është e nevojshme të sigurohet Vg = + 6V në raport me tokën, me ngarkimin e plotë të qitëses Qg (Vg) = 60nKl. Për të siguruar që porta është shkarkuar, ngarkuar në 10V, është e nevojshme për të shpërndarë Qg (Vg) = 90nKl.
2. Implementimi i mbrojtjes aktuale, fillimi i butë, limitet e ciklit të punës
Si rregull, një rezistencë serike në qarkun e ngarkesës kërkohet si një sensor aktual. Por ai do të vjedhë volt të çmuar dhe watt në daljen e konvertuesit dhe ai nuk do të jetë në gjendje të kontrollojë vetëm qarqet e ngarkesës dhe ai nuk mund të zbulojë qarqe të shkurtra në qarqet primare. Zgjidhja është një sensor aktual induktiv në qarkun primar.
Vetë sensor (transformator i rrymës) është një spirale miniaturë toroidale (diametri i tij i brendshëm, përveç dredha-rimit të sensorit, duhet të kalojë lirshëm tela kryesore të mbështjelljes së transformatorit kryesor të fuqisë). Nëpërmjet torus, ne kalojmë tela e dredha-rimit primar të transformatorit (por jo tela "tokë" e burimit!). Konstanta e kohës së rritjes së detektorëve është vendosur në rreth 3-10 periudha të orës, një defekt është 10 herë më shumë, bazuar në rrymën e përgjigjes të optocoupler (rreth 2-10 mA kur voltazhi bie 1.2-1.6V).
Në pjesën e djathtë të skemës - dy zgjidhje tipike për TL494. Ndarësi Rdt1-Rdt2 përcakton ciklin maksimal të punës (faza minimale e pushimit). Për shembull, me Rdt1 = 4.7kOhm, Rdt2 = 47kOhm në dalje 4, tension i vazhdueshëm Udt = 450mV, i cili korrespondon me fazën e pushimit prej 18..22% (varësisht nga seria IC dhe frekuenca e operimit).
Kur fuqia është e ndezur, Css shkarkohet dhe potenciali në hyrjen DT është e barabartë me Vref (+ 5V). Sss akuzohet nëpërmjet Rss (aka Rdt2), duke ulur pothuajse DT në kufirin e poshtëm, të kufizuar nga ndarësi. Ky është një "fillim i butë". Në Css = 47μF dhe rezistorët e treguar, daljet e qarkut hapen 0.1 sekonda pas ndërprerjes dhe arrijnë ciklin e punës për një tjetër 0.3-0.5 s.
Në qark, përveç Rdt1, Rdt2, Css, ekzistojnë dy rrjedhje - rryma e rrjedhjes së optocoupler (jo më e lartë se 10 μA në temperatura të larta, rreth 0.1-1 μA në temperaturën e dhomës) dhe rryma bazë e transistorit të hyrjes IC, që del nga hyrja DT. Kështu që këto rryma nuk ndikojnë ndjeshëm në saktësinë e ndarësit, Rdt2 = Rss zgjidhet jo më i madh se 5 kΩ, Rdt1 - jo më i madh se 100 kΩ.
Sigurisht, zgjedhja e optocoupler dhe qark DT për të kontrolluar nuk është themelore. Gjithashtu është e mundur që të përdoret amplifikatori i gabimit në modalitetin e krahasuesit dhe të bllokojë kapacitetin ose rezistencën e gjeneruesit (për shembull, optocoupler i njëjtë) - por kjo është pikërisht mbyllja dhe jo një kufizim i butë.
Gjeneratori i pulsit përdoret për hulumtime laboratorike në zhvillimin dhe komisionimin e pajisjeve elektronike. Gjeneratori vepron në rangun e tensionit nga 7 deri në 41 volt dhe ka një kapacitet të lartë të ngarkesës në varësi të tranzistorit të prodhimit. Amplituda e impulseve të daljes mund të jetë e barabartë me vlerën e tensionit të furnizimit të mikrocircuit, deri në vlerën kufizuese të tensionit të furnizimit të këtij mikrokolaci +41 V. Baza e tij është e njohur për të gjithë, shpesh përdoret në.
homologët TL494 janë patate të skuqura KA7500 dhe kloni i saj i brendshëm - KR1114EU4 .
Vlerat kufitare të parametrave:
Furnizimi me energji elektrike 41V
Përforcues i tensionit të hyrjes (Vcc + 0.3) V
Tension i prodhimit të kolektorit 41V
Collector Output Current 250mA
Shpërndarja totale e fuqisë në mënyrë të vazhdueshme 1W
Gama e temperaturës së ambientit të veprimit:
-c prapashtesë L -25..85є
- me prapashtesën С.0..70є
Gama e ruajtjes varion -65 ... + 150C
Diagrami skematik i pajisjes
Gjenerator i rrafshët Puls
Blloku i qarkut gjenerator TL494 dhe dosjet e tjera janë në një të veçantë.
Rregullimi i frekuencës kryhet nga kaloni S2 (afërsisht) dhe RV1 (pa probleme), cikli i detyrës rregullohet nga RV2. Kyçi SA1 ndryshon mënyrën e funksionimit të gjeneratorit nga faza (njëfushe) në antifazë (dy-stroke). Rezistenca R3 është zgjedhur gamën më të optimale mbivendosjes frekuencave, varg e rregullimit të ciklit të punës mund të zgjidhen resistors R1, R2.
Pjesët e gjeneratorit të pulsit
Zinxhiri i kohëzgjatjes C1-C4 i kondensatorëve zgjidhet në vargun e dëshiruar të frekuencës dhe kapaciteti i tyre mund të jetë nga 10 mikrofare për nën-bandën infra-të ulët në 1000 pico-farad - për frekuencën më të lartë.
Kur rryma mesatare është e kufizuar në 200 mA, qarku mund të shpejt të ngarkojë qepen, por
shkarkimi nga tranzitor është i pamundur. Shkarkimi i portës me një rezistencë të bazuar është gjithashtu i pakënaqshëm i ngadalshëm. Për këto qëllime, përdoret një ndjekës i pavarur plotësues.
- Lexoni: "Si të krijoni një kompjuter."
Dhe pastaj, më në fund, mori duart e tij. Pas montimit të mbështjellësve të vegjël, vendosa të qëlloj një goditje në skemën e re, e cila është më serioze dhe e vështirë për t'u ngritur dhe për të punuar. Le të lëvizim nga fjalët në vepra. Paraqitja e plotë duket si kjo:
Punon në parimin e autogjeneratorit. Ndërprerësi nis vozitësin UCC27425 dhe procesi fillon. Shoferi sjell një impuls në GDT (Gate Drive Transformator - fjalë për fjalë: transformatori që kontrollon portat) me GDT janë 2 mbështjellje sekondare të përfshira në antiphase. Ky përfshirje ofron hapjen alternative të transistorëve. Gjatë hapjes, pompat e tranzistorit përmes vetes dhe një kondensator 4.7 mikrofarad. Në këtë moment një formacion është formuar në spirale, dhe sinjali kalon përmes OS tek shoferi. Shoferi ndryshon drejtimin e rrymës në DPT dhe ndryshon tranzistorët (e cila ishte e hapur - ajo mbyllet dhe hapet e dyta). Dhe ky proces përsëritet për aq kohë sa sinjali shkon nga ndërprerësi.
GDT është më e mira për të dalë në rrjetin e importit - Epcos N80. Dredha-dredha mbështjellë në raportin 1: 1: 1 ose 1: 2: 2. Mesatarisht, rreth 7-8 kthesa, nëse dëshironi, mund të llogariten. Konsideroni një zinxhir RD në portat e një tranzistorit të fuqisë. Ky zinxhir ofron kohë të vdekur. Kjo është koha kur të dy transistorët janë të mbyllura. Kjo është, një tranzitor ka mbyllur tashmë, dhe e dyta ende nuk ka pasur kohë për të hapur. Parimi është ky: nëpërmjet një rezistencë, tranzitor hapet pa probleme dhe shpejt shkarkon përmes diodës. Forma e valës duket si kjo:
Nëse nuk jepni kohën e vdekur, atëherë mund të ndodhë që të dy transistorët janë të hapura dhe pastaj ofrohet një shpërthim energjie.
Shkoni përpara. OS (feedback) kryhet në këtë rast si një CT (transformator i rrymës). TT është plagë në një markë unazë ferrile Epcos N80 të paktën 50 kthesa. Fundi i poshtëm i dredhurit sekondar, i cili është i bazuar, nxirret përmes unazës. Kështu, rryma e lartë nga mbështjellja sekondare kthehet në një potencial të mjaftueshëm në CT. Më tej, rryma nga CT shkon në kondensator (zbut interferencën), diodat schottky (vetëm një gjysmë cikli kalon) dhe LED (vepron si diodë zener dhe vizualizon gjenerimin). Në mënyrë që të gjenerojë atë, është gjithashtu e nevojshme për të vëzhguar formulimin e transformatorit. Nëse nuk ka brez ose shumë të dobët - vetëm duhet ta ktheni TT.
Konsideroni veçmas shkelësin. Me një shkelës, natyrisht, unë djersitur. Kam mbledhur 5 pjesë të ndryshme ... Disa janë të fryrë nga HF aktuale, të tjerët nuk punojnë siç duhet. Më tej do të tregoj për të gjithë ndërprerësit që kam bërë. Ndoshta do të filloj nga e para TL494. Skema është standarde. Rregullimi i pavarur i raportit të frekuencave dhe detyrimeve është i mundshëm. Skema e mëposhtme mund të gjenerojë nga 0 në 800-900 Hz, nëse vendosni kondensatorin 4.7 microfarad në vend të 1 microfarad. Qëndrueshmëria nga 0 në 50. Çfarë ju nevojitet! Megjithatë, ekziston një POR. Ky kontrollues PWM është shumë i ndjeshëm ndaj fushave aktuale dhe të ndryshme të RF nga spiralja. Në përgjithësi, kur lidhet me një spirale, ndërprerësi thjesht nuk ka funksionuar, ose të gjitha në mënyrë 0 ose CW. Çlirimi ndihmoi pjesërisht, por nuk e zgjidhi plotësisht problemin.
Ndërprerësi tjetër u mblodh UC3843 shumë shpesh të gjetur në IIP, sidomos ATC, nga atje, në fakt, e mori atë. Skema gjithashtu nuk është e keqe dhe jo inferiore TL494 nga parametrat. Mund të rregulloni frekuencën nga 0 në 1 kHz dhe ciklin e punës nga 0 në 100%. Më përshtatet edhe unë. Por përsëri, këto këshilla nga spiralja kanë prishur gjithçka. Këtu edhe shfaqja nuk ndihmoi aspak. Unë kisha për të refuzuar, edhe pse kam mbledhur atë mirë në bord ...
Menduar përsëri në lisi dhe i besueshëm, por i ulët funksional 555 . Vendosi të fillojë me ndërprerësin e shpërthimit. Thelbi i ndërprerësit është se ajo ndërpret vetë. Një çip (U1) përcakton frekuencën, tjetrën (2) kohëzgjatjen dhe e treta (U3) kohën e funksionimit të dy të parëve. Çdo gjë do të ishte mirë nëse nuk do të ishte për kohëzgjatjen e vogël të pulsit me U2. Ky shkelës është mprehur nga DRSSTC dhe mund të punojë me SSTC, por nuk më pëlqen, shkarkimet janë të holla, por me gëzof. Pastaj pati disa përpjekje për të rritur kohëzgjatjen, por nuk u kurorëzuan me sukses.
555 qarqeve gjenerator
Pastaj kam vendosur të ndryshoj qark në parim dhe të bëj një kohëzgjatje të pavarur në kondensator, diodë dhe rezistencë. Ndoshta shumë do ta gjejnë këtë skemë absurde dhe budallenj, por funksionon. Parimi është ky: sinjali i shoferit shkon derisa kondensatori të ngarkohet (askush nuk do të argumentojë me atë). NE555 Ajo gjeneron një sinjal, ai kalon nëpër një rezistencë dhe një kondensator, ndërsa nëse rezistenca e rezistencës është 0 Ohm, atëherë ai shkon vetëm përmes kondensatorit dhe kohëzgjatja është maksimale (për aq kohë sa kapaciteti është i mjaftueshëm) pavarësisht nga cikli i detyrës së gjeneratorit. Rezistenca kufizon kohën e ngarkimit, dmth. aq më i madh është rezistenca, aq më e ngushtë është impuls. Shoferi merr sinjal me kohëzgjatje më të shkurtër, por gjithashtu frekuencë. Kondenzatori shkarkon shpejt nëpërmjet një rezistencë (e cila shkon 1k në tokë) dhe një diodë.
Pro dhe kundër
goodies : Kontrolli i frekuencës frekuente të pavarur, SSTC kurrë nuk do të hyjë në modalitetin CW nëse ndezësi është në zjarr.
kundër : cikli i punës nuk mund të rritet "pafundësisht shumë", si p.sh. UC3843Është i kufizuar nga kapaciteti i kondensatorit dhe cikli i detyrës i vetë gjeneruesit (nuk mund të jetë më shumë se cikli i punës së gjeneruesit). Rryma përmes kondensatorit shkon pa probleme.
Në fund unë nuk e di se si reagon shoferi (ngarkim të butë). Nga njëra anë, shoferi mund të hapë pa probleme edhe tranzistorë dhe ata do të ngrohen më shumë. Nga ana tjetër UCC27425 - microcircuit dixhitale. Për të, ka vetëm një regjistër. 0 dhe hyni. 1. Deri tani, tension është mbi pragun - UCC është duke punuar, sapo të bie nën minimumin - nuk funksionon. Në këtë rast, gjithçka funksionon në mënyrë normale dhe transistorët hapen plotësisht.
Le të lëvizim nga teoria në praktikë
Mblodhi gjeneratorin Tesla në rastin nga ATH. Kondensator i fuqisë 1000 microfarad 400v. Dioda ura nga i njëjti ATC 8A 600V. Para urës kam vënë një rezistencë 10 O 4.7 Ohm. Kjo siguron një ngarkesë të qetë të kondensatorit. Për të pushtuar shoferin, kam instaluar një transformator 220-12V dhe një tjetër stabilizues me një kondensator 1800 microfarad.
Urat diodike të dehur në radiator për lehtësi dhe për të hequr nxehtësinë, edhe pse pothuajse nuk ngrohen.
Hekuri u mblodh pothuajse me një tendë, mori një copë PCB dhe prerë gjurmët me një thikë klerik.
Fuqia ishte mbledhur në një radiator të vogël me një tifoz, më vonë doli se ky radiator mjafton për ftohje. Shoferi ngriti mbi fuqinë përmes një copë të trashë kartoni. Më poshtë fotografia pothuajse është montuar për dizajnin e gjeneratorit Tesla, por duke u kontrolluar, ka matur temperaturën e fuqisë në mënyra të ndryshme (mund të shihni termometrin e zakonshëm të dhomës, të mbërthyer në fuqinë në termoplast).
Spirale toroid mbledhur nga corrugated tub plastik me një diametër prej 50 mm dhe shirit ngjitës alumini. Vetë mbështjellja sekondare është plagë në një tub 110 mm me një lartësi prej 20 cm me një tel prej 0.22 mm dhe rreth 1000 kthesa. Dredha primare përmban deri në 12 kthesa, të bëra me një diferencë në mënyrë që të reduktohet rryma përmes seksionit të fuqisë. E kam bërë atë me 6 kthesa në fillim, rezultati është pothuajse i njëjtë, por mendoj se nuk ia vlen të rrezikohen transistorët për disa centimetra shtesë të shkarkimit. Korniza e primeve është një tenxhere e zakonshme e luleve. Që nga fillimi, mendoja se nuk do të shpoja nëse mbyllja dytësore ishte e mbështjellur me shirit ngjitës dhe primar mbi shiritin ngjitës. Por mjerisht, ai grisi ... Në tenxhere, natyrisht, edhe grushta, por këtu Uiski ndihmoi në zgjidhjen e problemit. Në përgjithësi, dizajni i përfunduar duket kështu:
E pra, disa fotografi me një shkarkesë
Tani gjithçka duket të jetë.
Disa këshilla të tjera: mos u përpiqni të futni menjëherë një spirale në rrjet, jo faktin se do të funksionojë menjëherë. Vazhdimisht monitoroni temperaturën e fuqisë, kur mbinxehja mund të ushqehet. Mos shkundni qarqe dytësore shumë të larta, transistorë 50b60 mund të punojë në një maksimum 150 kHz në një tabelë, në fakt pak më shumë. Kontrolloni shkelësit, jeta e spirales varet prej tyre. Gjeni frekuencën maksimale dhe ciklin e punës në të cilën temperatura e fuqisë është e qëndrueshme për një kohë të gjatë. Toroidi shumë i madh mund të çaktivizojë gjithashtu fuqinë.
SSTC video
P.S. Transistorët e fuqisë përdorën IRGP50B60PD1PBF. Fotografi të projektit. Fat i mirë me ju [] ENS!
Diskutoni artikullin e TESLA Generator
