GESTIONE DELLA POTENZA DELL'UNITÀ DI ALIMENTAZIONE DELL'IMPULSO
CON AIUTO TL494
L'ARTICOLO VIENE PREPARATO SULLA BASE DI A. V. GOLOVKOV e IL LIBRO DI V. "LUBITSKY" UNITÀ DI ALIMENTAZIONE PER MODULI DI SISTEMA DELL'IBM PC-XT / AT "CASA DI PUBBLICAZIONE" K e N "
CONTROLLO MICROSHEMA TL494
Nei moderni sistemi UPS, i circuiti integrati specializzati (IC) sono comunemente usati per formare la tensione di controllo di commutazione dei transistor ad alta potenza del convertitore.
Un IC di controllo ideale per garantire il normale funzionamento dell'UPS in modalità PWM dovrebbe soddisfare la maggior parte delle seguenti condizioni:
tensione di lavoro non superiore a 40V;
la presenza di una fonte di tensione di riferimento stabilizzata termicamente altamente stabile;
la presenza di un generatore a dente di sega
abilitazione della sincronizzazione tramite un segnale esterno di un avvio software programmabile;
la presenza di un amplificatore di errore con alta tensione di modo comune;
la presenza di un comparatore PWM;
la presenza di un trigger controllato a impulsi;
la presenza di una cascata pre-terminale a due canali con protezione da cortocircuito;
presenza di logica di soppressione a doppio impulso;
disponibilità di mezzi per correggere la simmetria delle tensioni di uscita;
la presenza di limitazione di corrente in un'ampia gamma di tensioni di modo comune, nonché la limitazione di corrente in ciascun periodo con arresto in modalità di emergenza;
disponibilità di controllo automatico con trasmissione diretta;
garantire la disconnessione a tensione più bassa;
fornire protezione contro le sovratensioni;
garantire la compatibilità con la logica TTL / CMOS;
garantire l'accensione e lo spegnimento del telecomando.
Figura 11. Il chip di controllo TL494 e il suo pinout.
Nella stragrande maggioranza dei casi, il chip di tipo TL494CN prodotto da TEXAS INSTRUMENT (USA) viene utilizzato come circuito di controllo per la classe di alimentazione a impulsi in esame (Fig.11). Implementa la maggior parte delle funzioni sopra elencate ed è prodotto da un certo numero di ditte straniere sotto vari nomi. Ad esempio, la società SHARP (Giappone) produce un chip IR3M02, la società FAIRCHILD (USA) - UA494, la società SAMSUNG (Corea) - KA7500, la società FUJITSU (Giappone) - MV3759, ecc. Tutti questi microcircuiti sono analoghi completi del microcircuito nazionale KR1114EU4. Consideriamo in dettaglio la progettazione e il funzionamento di questo chip di controllo. È progettato specificamente per controllare la parte di potenza dell'UPS e contiene (Fig. 12):
Figura 12. Diagramma funzionale dell'IC TL494
Voltaggio generatore a dente di sega DA6; la frequenza dell'FPG è determinata dai valori del resistore e del condensatore collegati ai pin 5 e 6 e in questa classe l'unità di alimentazione viene scelta approssimativamente a 60 kHz;
la sorgente della tensione stabilizzata di riferimento DA5 (Uref = + 5, OB) con un'uscita esterna (pin 14);
comparatore di zona morta DA1;
comparatore PWM DA2;
amplificatore di errore di tensione DA3;
limite di corrente del segnale di errore dell'amplificatore DA4;
due transistor di uscita VT1 e VT2 con collettori aperti ed emettitori;
D-grilletto push-pull dinamico in modalità divisione di frequenza di 2 - DD2;
elementi logici ausiliari DD1 (2-OR), DD3 (2-nd), DD4 (2-D), DD5 (2-OR-NO), DD6 (2-OR-NO), DD7 (NON);
Sorgente di tensione continua con un valore di 0,1 BDA7;
la fonte corrente continua con una denominazione di 0,7 mA DA8.
Il circuito di controllo inizierà, cioè su 8 e 11 pin, appariranno sequenze di impulsi se al pin 12 viene applicata una qualsiasi tensione di alimentazione, il cui livello è compreso tra +7 e +40 V. L'intero set di unità funzionali incluse nell'IC TL494 può essere diviso in digitale e la parte analogica (percorsi del segnale digitale e analogico). La parte analogica include DA3, amplificatori di errore DA4, DA1, comparatori DA2, generatore di tensione a dente di sega DA6, nonché fonti ausiliarie DA5, DA7, DA8. Tutti gli altri elementi, inclusi i transistor di uscita, formano la parte digitale (percorso digitale).
Figura 13. Funzionamento dell'IC TL494 in modalità nominale: U3, U4, U5 - tensioni ai morsetti 3, 4, 5.
Considera l'inizio del percorso digitale. I diagrammi di temporizzazione che spiegano il funzionamento del microchip sono mostrati in fig. 13. Dai diagrammi di temporizzazione, si può osservare che i momenti di occorrenza degli impulsi di controllo di uscita del chip, nonché la loro durata (diagrammi 12 e 13) sono determinati dallo stato di uscita dell'elemento logico DD1 (diagramma 5). Il resto della "logica" esegue solo la funzione ausiliaria di dividere gli impulsi di uscita DD1 in due canali. La durata degli impulsi di uscita del chip è determinata dalla durata dello stato aperto dei suoi transistori di uscita VT1, VT2. Poiché entrambi questi transistor hanno open collector ed emettitori, la loro connessione può essere duplice. Quando vengono attivati con un circuito emettitore comune, gli impulsi di uscita vengono rimossi dai carichi esterni del collettore dei transistor (dai pin 8 e 11 del chip) e gli impulsi stessi sono diretti dalle emissioni verso il basso dal livello positivo (i fronti iniziali degli impulsi sono negativi). Gli emettitori dei transistor (pin 9 e 10 del chip) in questo caso, di regola, sono collegati a terra. Quando vengono accesi con un circuito collettore comune, i carichi esterni sono collegati agli emettitori dei transistor e gli impulsi di uscita diretti verso l'alto in questo caso (i fronti principali degli impulsi sono positivi) vengono rimossi dagli emettitori dei transistori VT1, VT2. I collettori di questi transistor sono collegati al bus del circuito di controllo dell'alimentazione (Upom).
Gli impulsi di uscita delle restanti unità funzionali che fanno parte della parte digitale del chip TL494 sono diretti verso l'alto, indipendentemente dal circuito per l'accensione del microcircuito.
Il trigger DD2 è un D-trigger dinamico push-pull. Il principio del suo lavoro è il seguente. Sul fronte (positivo) anteriore dell'impulso di uscita dell'elemento DD1, lo stato dell'ingresso D del flip-flop DD2 viene scritto nel registro interno. Fisicamente, ciò significa che il primo dei due trigger inclusi in DD2 viene cambiato. Quando termina l'impulso all'uscita dell'elemento DD1, il secondo trigger all'interno del DD2 commuta sul fronte posteriore (negativo) di questo impulso e lo stato delle uscite DD2 cambia (le informazioni lette dall'ingresso D appaiono all'uscita Q). Ciò elimina la possibilità di un impulso di innesco sulla base di ciascuno dei transistori VT1, VT2 due volte durante un periodo. Infatti, mentre il livello dell'impulso sull'ingresso C del trigger DD2 non è cambiato, lo stato delle sue uscite non cambierà. Pertanto, l'impulso viene trasmesso all'uscita del chip attraverso uno dei canali, ad esempio quello superiore (DD3, DD5, VT1). Quando l'impulso sull'ingresso C termina, il trigger DD2 commuta, blocca quello superiore e sblocca il canale inferiore (DD4, DD6, VT2). Pertanto, l'impulso successivo che arriva all'ingresso C e gli ingressi DD5, DD6 saranno trasmessi all'uscita del chip attraverso il canale inferiore. Pertanto, ciascuno degli impulsi di uscita dell'elemento DD1 attiva il suo innesco DD2 con il suo fronte negativo e quindi cambia il canale per il passaggio dell'impulso successivo. Pertanto, il materiale di riferimento sul chip di controllo indica che l'architettura del chip fornisce la soppressione di un doppio impulso, vale a dire elimina l'aspetto di due impulsi di sblocco basati sullo stesso transistor per il periodo.
Consideriamo in dettaglio un periodo di funzionamento del circuito digitale del microcircuito.
L'aspetto dell'impulso di trigger basato sul transistor di uscita del canale superiore (VT1) o inferiore (VT2) è determinato dalla logica degli elementi DD5, DD6 ("2OR-NOT") e dallo stato degli elementi DD3, DD4 ("2-I"), che a loro volta determinato dallo stato del trigger DD2.
La logica dell'elemento 2-OR-NOT, come sapete, è che una tensione di alto livello (logica 1) appare all'uscita di tale elemento solo se vi sono bassi livelli di tensione in entrambi i suoi ingressi (0 logico). Per altre possibili combinazioni di segnali di ingresso, l'uscita dell'elemento 2 OR-NOT ha un livello di bassa tensione (0 logico). Pertanto, se l'uscita Q del flip-flop DD2 contiene logico 1 (il momento ti del diagramma 5 di Fig. 13), e l'uscita di / Q - logico 0, allora entrambi gli ingressi dell'elemento DD3 (2I) avranno logico 1 e, quindi, l'1 logico apparirà in uscita DD3, e quindi su uno degli ingressi dell'elemento DD5 (2OR-NOT) del canale superiore. Di conseguenza, indipendentemente dal livello del segnale che arriva al secondo ingresso di questo elemento dall'uscita dell'elemento DD1, lo stato dell'uscita DD5 sarà logico O e il transistore VT1 rimarrà nello stato chiuso. Lo stato dell'elemento di uscita DD4 sarà uno 0 logico, perché lo 0 logico è presente su uno degli ingressi DD4, arrivando lì dall'uscita / Q del trigger DD2. Uno 0 logico dall'uscita dell'elemento DD4 entra in uno degli ingressi dell'elemento DD6 e fornisce la possibilità del passaggio di un impulso attraverso il canale inferiore. Questo impulso di polarità positiva (logico 1) apparirà all'uscita di DD6, e quindi alla base di VT2 per una pausa tra gli impulsi di uscita dell'elemento DD1 (cioè, nel momento in cui l'uscita di DD1 contiene un intervallo 0 - trt2 logico del diagramma 5 di Fig.13 ). Pertanto, transisgor VT2 si apre e un impulso appare sul suo collettore mediante espulsione dal livello positivo (nel caso di accensione con un circuito emettitore comune).
L'inizio del successivo impulso di uscita dell'elemento DD1 (momento t2 del diagramma 5 di Fig.13) non cambia lo stato degli elementi del circuito digitale del microcircuito, ad eccezione dell'elemento DD6, la cui uscita avrà uno 0 logico, e quindi il transistor VT2 si chiude. Il completamento dell'impulso di uscita DD1 (momento ta) causerà il cambiamento nello stato delle uscite del trigger DD2 al contrario (logico 0 - all'uscita Q, logico 1 - all'uscita / Q). Pertanto, lo stato delle uscite degli elementi DD3, DD4 cambierà (all'uscita di DD3 - logico 0, all'uscita di DD4 - logico 1). Iniziata al momento! 3 pausa all'uscita dell'elemento DD1 determinerà la possibilità di aprire il transistore del canale superiore VT1. Uno 0 logico all'uscita dell'elemento DD3 "conferma" questa possibilità, trasformandola in un aspetto reale di un impulso di trigger basato sul transistore VT1. Questo impulso dura fino al tempo U, dopo di che VT1 si chiude e i processi si ripetono.
Pertanto, l'idea principale del funzionamento del circuito digitale del microcircuito è che la durata dell'impulso di uscita sui pin 8 e 11 (o sui pin 9 e 10) è determinata dalla lunghezza della pausa tra gli impulsi di uscita dell'elemento DD1. Gli elementi DD3, DD4 definiscono il canale dell'impulso sul segnale di basso livello, il cui aspetto si alterna alle uscite Q e / Q del trigger DD2, controllato dallo stesso elemento DD1. Gli elementi DD5, DD6 sono schemi di corrispondenza di basso livello.
Per completare la descrizione della funzionalità del chip si dovrebbe notare un'altra importante caratteristica di esso. Come si può vedere dallo schema funzionale della figura, gli ingressi degli elementi DD3, DD4 sono combinati e portati al pin 13 del chip. Pertanto, se la logica 1 viene applicata al pin 13, gli elementi DD3, DD4 funzioneranno come ripetitori di informazioni dalle uscite Q e / Q del trigger DD2. In questo caso, gli elementi DD5, DD6 e transistor VT1, VT2 passeranno a uno sfasamento di metà periodo, assicurando il funzionamento della parte di potenza dell'UPS, costruita su un circuito half-bridge push-pull. Se lo 0 logico è applicato al pin 13, allora gli elementi DD3, DD4 saranno bloccati, vale a dire lo stato delle uscite di questi elementi non cambierà (costante 0 logico). Pertanto, gli impulsi di uscita dell'elemento DD1 influenzeranno in modo uguale gli elementi DD5, DD6. Gli elementi DD5, DD6 e quindi i transistor di uscita VT1, VT2, passeranno senza uno spostamento di fase (allo stesso tempo). Questa modalità di funzionamento del chip di controllo viene utilizzata nel caso in cui la sezione di potenza dell'UPS venga realizzata utilizzando uno schema a terminazione singola. I collettori e gli emettitori di entrambi i transistor di uscita del microcircuito in questo caso sono combinati con lo scopo di rafforzare.
La tensione di uscita viene utilizzata come unità logica "dura" nei circuiti push-pull.
fonte interna del chip Uref (il pin 13 del chip è combinato con il pin 14).
Considerare ora il funzionamento del circuito analogico del chip.
Lo stato dell'uscita DD1 è determinato dal segnale di uscita del comparatore PWM DA2 (schema 4) che arriva a uno degli ingressi DD1. Il segnale di uscita del comparatore DA1 (schema 2), che arriva al secondo ingresso DD1, non influenza nel normale funzionamento lo stato dell'uscita DD1, che è determinato dagli impulsi di uscita più ampi del comparatore PWM DA2.
Inoltre, i diagrammi in Fig. 13 mostrano che con variazioni del livello di tensione all'ingresso non invertente del comparatore PWM (diagramma 3), la larghezza degli impulsi di uscita del microcircuito (diagrammi 12, 13) cambierà proporzionalmente. Nel funzionamento normale, il livello di tensione all'ingresso non invertente del comparatore PWM DA2 viene determinato solo dalla tensione di uscita dell'amplificatore di errore DA3 (poiché supera la tensione di uscita dell'amplificatore DA4), che dipende dal livello del segnale di retroazione sul suo ingresso non invertente (pin 1 del microcircuito). Pertanto, quando viene applicato un segnale di retroazione al pin 1 del chip, la larghezza degli impulsi di controllo dell'uscita cambierà in proporzione al cambiamento nel livello di questo segnale di retroazione, che a sua volta cambia in proporzione al cambiamento nel livello di tensione di uscita dell'UPS, poiché il feedback inizia da lì.
L'intervallo di tempo tra gli impulsi di uscita sui pin 8 e 11 del chip, quando entrambi i transistori di uscita VT1 e VT2 sono chiusi, è chiamato "zone morte".
Il comparatore DA1 è chiamato comparatore "zona morta", dal momento che determina la durata minima possibile. Spieghiamo questo in modo più dettagliato.
Dai diagrammi temporali di Fig. 13 ne consegue che se la larghezza degli impulsi di uscita del compositore PWM DA2 diminuisce per qualsiasi ragione, iniziando con una certa larghezza di questi impulsi, gli impulsi di uscita del comparatore DA1 diventeranno più ampi degli impulsi di uscita del comparatore PWM DA2 e inizieranno a determinare lo stato di uscita dell'elemento logico DD1 e quindi. la larghezza degli impulsi di uscita del chip. In altre parole, il comparatore DA1 limita la larghezza degli impulsi di uscita del chip ad un certo livello massimo. Il livello del limite è determinato dal potenziale sull'ingresso noninventing del comparatore DA1 (pin 4 del chip) nello stato stazionario. Tuttavia, d'altra parte, il potenziale al pin 4 determinerà l'intervallo della regolazione latitudinale degli impulsi di uscita del microcircuito. Come aumenta il potenziale al pin 4, questo range si restringe. Il campo di regolazione più ampio si ottiene quando il potenziale sul pin 4 è 0.
Tuttavia, in questo caso, esiste il pericolo che la larghezza della "zona morta" possa essere uguale a 0 (ad esempio, nel caso di un aumento significativo del consumo di corrente dell'UPS). Ciò significa che gli impulsi di controllo sui pin 8 e 11 del chip si susseguiranno immediatamente. Pertanto, potrebbe esserci una situazione nota come "interruzione dello stand". È spiegato dall'inerzia dei transistor di potenza dell'inverter, che non possono essere aperti e chiusi istantaneamente. Pertanto, se si applica simultaneamente un segnale di blocco alla base di un transistor aperto a questo e si sblocca (cioè con una "zona morta" zero alla base di un transistor chiuso, si avrà una situazione quando un transistor non è ancora chiuso e l'altro è già aperto. Poi c'è una rottura nel rack transistor del mezzo ponte, che consiste nel flusso della corrente passante attraverso entrambi i transistor. Questa corrente, come si può vedere dallo schema di fig. 5, bypassando l'avvolgimento primario trasformatore di potenza e quasi illimitato. La protezione attuale in questo caso non funziona, perché la corrente non fluisce attraverso il sensore di corrente (non mostrato nel diagramma, la progettazione e il principio di funzionamento dei sensori di corrente utilizzati saranno discussi in dettaglio nelle sezioni successive), il che significa che questo sensore non può fornire un segnale al circuito di controllo. Pertanto, la corrente passante raggiunge un valore molto grande in un periodo di tempo molto breve. Questo porta ad un forte aumento della potenza rilasciata su entrambi i transistor di potenza e il loro guasto quasi istantaneo (di solito, rottura). Inoltre, i diodi del ponte raddrizzatore di potenza possono essere disabilitati da un'ondata di corrente continua. Questo processo termina con un fusibile di rete bruciato, che a causa della sua inerzia non ha il tempo di proteggere gli elementi del circuito, ma protegge solo la rete primaria da sovraccarico.
Pertanto, la tensione di controllo; La potenza fornita alle basi dei transistor di potenza deve essere formata in modo tale che inizialmente uno di questi transistor si chiuda in modo sicuro e quindi l'altro si apra. In altre parole, tra gli impulsi di controllo forniti alle basi dei transistor di potenza deve esserci necessariamente uno spostamento di tempo che non è uguale a zero (la "zona morta"). La durata minima consentita della "zona morta" è determinata dall'inerzia dei transistor utilizzati come interruttori di alimentazione.
L'architettura del chip consente di regolare la durata minima della "zona morta" utilizzando il potenziale al pin 4 del chip. Questo potenziale viene impostato utilizzando un divisore esterno collegato al bus della tensione di uscita della sorgente di riferimento interna del chip Uref.
In alcune forme di realizzazione dell'UPS, tale divisore è assente. Ciò significa che una volta completato il processo di avvio regolare (vedi sotto), il potenziale sul pin 4 del chip diventa 0. In questi casi, la "zona morta" minima possibile non diventerà 0, ma sarà determinata dalla sorgente di tensione interna DA7 (0, 1B), che è collegato all'ingresso non invertente del comparatore DA1 con il suo polo positivo, e al pin 4 del microcircuito - negativo. Pertanto, a causa dell'inclusione di questa sorgente, la larghezza dell'impulso di uscita del comparatore DA1, e quindi la larghezza della "zona morta", in nessun caso può diventare uguale a 0, il che significa che "interruzione di stand" sarà fondamentalmente impossibile. In altre parole, l'architettura del microchip è limitata dalla durata massima del suo impulso di uscita (la durata minima della "zona morta"). Se c'è un divisore collegato al pin 4 del chip, quindi dopo un avvio regolare, il potenziale di questo pin non è 0, quindi la larghezza degli impulsi di uscita del comparatore DA1 è determinata non solo dalla sorgente interna DA7, ma anche dal potenziale residuo (dopo il processo di avvio regolare) sul pin 4. Tuttavia allo stesso tempo, come menzionato sopra, la gamma dinamica della regolazione della larghezza del comparatore PWM DA2 viene ridotta.
SCHEMA DI CABLAGGIO
Lo schema di avvio è progettato per ottenere una tensione che potrebbe essere utilizzata per alimentare il chip di controllo per avviarlo dopo l'accensione del TLI nella rete di alimentazione. Pertanto, l'avviamento implica in primo luogo l'avvio del chip di controllo, senza il normale funzionamento di cui è impossibile il funzionamento della sezione di potenza e dell'intero circuito UPS nel suo complesso.
Lo schema di avvio può essere costruito in due modi diversi:
con autoeccitazione;
con agitazione forzata.
Lo schema con autoeccitazione viene utilizzato, ad esempio, nell'UPS GT-150W (Figura 14). La tensione di rete raddrizzata Uep viene fornita al partitore resistivo R5, R3, R6, R4, che è la base per entrambi i transistori di chiave di potenza Q1, Q2. Pertanto, attraverso transistor sotto l'influenza della tensione totale sui condensatori C5, C6 (Uep) inizia a far fluire la corrente di base attraverso il circuito (+) C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6-e Q2 - "filo comune" del lato primario - (-) C6.
Entrambi i transistor sono aperti da questa corrente. Come risultato, correnti di direzioni reciprocamente opposte iniziano a fluire attraverso le sezioni collettore-emettitore di entrambi i transistor:
tramite Q1: (+) C5 - +310 V bus - q1 Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-) C5.
attraverso Q2: (+) C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - to - e Q2 - "filo comune" del lato primario - (-) C6.
Figura 14. Avvio con UPS GT-150W autoeccitato.
Se entrambe le correnti che fluiscono attraverso le bobine aggiuntive (start) 5-6 T1 in direzioni opposte sarebbero uguali, la corrente risultante sarebbe 0 e il circuito non sarebbe in grado di avviarsi.
Tuttavia, a causa della variazione tecnologica dei guadagni di corrente dei transistor Q1, Q2, sempre una di queste correnti è maggiore dell'altra, poiché i transistor sono socchiusi a vari livelli. Pertanto, la corrente risultante attraverso le bobine 5-6 T1 non è uguale a 0 e ha una direzione o un'altra. Supponiamo che prevalga la corrente attraverso il transistor Q1 (cioè Q1 è leggermente più aperta di Q2) e, pertanto, la corrente scorre nella direzione dal pin 5 al pin 6 T1. Un ulteriore ragionamento si basa su questa ipotesi.
Tuttavia, in tutta onestà va notato che la corrente attraverso il transistor Q2 può anche prevalere, e quindi tutti i processi descritti di seguito saranno correlati al transistor Q2.
Il flusso di corrente attraverso le bobine 5-6 T1 provoca la comparsa di EMF di induzione reciproca su tutti gli avvolgimenti del trasformatore di controllo T1. Allo stesso tempo (+) EMF si pone al pin 4 rispetto al pin 5 e la corrente di base Q1 sotto l'influenza di questo EMF scorre una corrente addizionale che lo apre lungo il circuito: 4 T1 - D7-R9-R7-6-3 Q1 - 5 T1.
Allo stesso tempo, al pin 7 di T1, appare un (-) EMF relativo al pin 8, cioè la polarità di questo EMF sta bloccando per Q2 e si chiude. Poi arriva un feedback positivo (PIC). Il suo effetto è che con l'aumentare della corrente attraverso la sezione di collettore-emettitore Q1 e le bobine 5-6 T1 dell'avvolgimento 4-5 T1, aumenta l'EMF, il che, creando una corrente di base aggiuntiva per Q1, lo rivela ancora di più. Questo processo si sviluppa come una valanga (molto rapidamente) e porta alla completa apertura di Q1 e al blocco Q2. Attraverso l'aperto Q1 e l'avvolgimento primario 1-2 del trasformatore di impulsi di potenza T2, inizia una corrente lineare crescente che provoca l'apparizione di un impulso di EMF di induzione reciproca su tutti gli avvolgimenti T2. L'impulso dall'avvolgimento 7-5 T2 carica la capacità cumulativa C22. La tensione viene visualizzata sul C22, che viene fornito come alimentatore al pin 12 del chip di controllo TL494 di tipo IC1 e allo stadio di abbinamento. Il microcircuito inizia e genera nei suoi pin 11, 8 sequenze di impulsi rettangolari con cui gli interruttori di alimentazione Q1, Q2 iniziano a passare attraverso lo stadio di corrispondenza (Q3, Q4, T1). Su tutti gli avvolgimenti del trasformatore di potenza T2 appare EMF pulsato del livello nominale. Allo stesso tempo, i campi elettromagnetici degli avvolgimenti 3-5 e 7-5 alimentano costantemente il C22, mantenendo un livello di tensione costante su di esso (circa + 27 V). In altre parole, il microcircuito inizia a scrivere se stesso (l'auto-alimentazione) attraverso il circuito di feedback. L'unità entra in funzione. La tensione di alimentazione del microcircuito e lo stadio di adattamento è ausiliaria, agisce solo all'interno dell'unità e viene generalmente chiamata Upom.
Questo schema potrebbe presentare alcune variazioni, come nell'alimentatore switching LPS-02-150XT (prodotto a Taiwan) per il computer Mazovia CM1914 (Figura 15). In questo schema, l'impulso iniziale per lo sviluppo del processo di avvio è ottenuto utilizzando un raddrizzatore a semionda separato D1, C7, che alimenta il partitore resistivo nel primo semiciclo positivo della rete di base per interruttori di potenza. Questo accelera il processo di avvio, da allora lo sblocco iniziale di uno dei tasti avviene parallelamente alla ricarica di condensatori di livellamento ad alta capacità. Nel resto dello schema funziona in modo simile a quanto sopra.
Figura 15. Circuito di avviamento con autoeccitazione in un alimentatore a impulsi LPS-02-150XT
Tale schema viene utilizzato, ad esempio, negli UPS PS-200B di LING YIN GROUP (Taiwan).
L'avvolgimento primario del trasformatore di avviamento speciale T1 è acceso a metà della tensione di rete (a 220 V nominali) o completamente (a 110 V nominali). Ciò viene effettuato da tali considerazioni in modo che l'ampiezza della tensione alternata sull'avvolgimento secondario T1 non dipenda dalla potenza nominale. Attraverso l'avvolgimento primario T1 quando si accende l'UPS nei flussi di rete corrente alternata. Sull'avvolgimento secondario di 3-4 T1, quindi, viene indotta una EMF sinusoidale variabile con la frequenza dell'alimentazione di rete. La corrente che scorre sotto l'influenza di questo EMF viene rettificata da uno speciale circuito a ponte sui diodi D3-D6 e levigato dal condensatore C26. A C26, viene assegnata una tensione costante di circa 10-11 V, che viene fornita come alimentazione al pin 12 del chip di controllo U1 del tipo TL494 e allo stadio di adattamento. Parallelamente a questo processo, i condensatori del filtro levigante vengono caricati. Pertanto, nel momento in cui viene fornita l'alimentazione al microcircuito, viene alimentato anche lo stadio di potenza. Il microcircuito inizia e inizia a generare 8, 11 sequenze di impulsi rettangolari sui suoi pin, con cui i tasti di accensione iniziano a passare attraverso la cascata corrispondente. Di conseguenza, la tensione di uscita del blocco. Dopo aver inserito la modalità autoalimentata, il microcircuito viene prodotto dal bus di tensione di uscita + 12V attraverso il diodo di disaccoppiamento D8. Poiché questa tensione dell'auto-soppressore supera leggermente la tensione di uscita del raddrizzatore D3-D5, i diodi di questo raddrizzatore di avviamento sono bloccati e non influenzano ulteriormente il funzionamento del circuito.
La necessità di feedback attraverso il diodo D8 non è obbligatoria. Negli schemi di alcuni UPS, dove viene applicata l'eccitazione forzata, questa connessione è assente. Il chip di controllo e la cascata corrispondente durante l'intero tempo di funzionamento sono alimentati dall'uscita del raddrizzatore di avviamento. Tuttavia, il livello di ripple sul bus Upom in questo caso è leggermente superiore rispetto a quando si alimenta il chip dal bus di tensione di uscita + 12V.
Riassumendo la descrizione degli schemi di lancio, possiamo notare le principali caratteristiche della loro costruzione. Nel circuito con autoeccitazione viene eseguita la commutazione iniziale dei transistor di potenza, con conseguente comparsa della tensione di alimentazione del chip Upom. Nel circuito di eccitazione forzata, viene prima ottenuto un Upom e, come risultato, la commutazione dei transistor di potenza. Inoltre, nei circuiti con autoeccitazione, la tensione Upom di solito ha un livello di circa + 26V, e in circuiti con eccitazione forzata - circa + 12V.
Il circuito con eccitazione forzata (con un trasformatore separato) è mostrato in Fig.16.
Figura 16. Schema di avvio con eccitazione forzata dell'alimentatore switching PS-200B (LING YIN GROUP).
UN'IMPIANTO DI ALIMENTAZIONE ISOLANTE IN CASCATA COSTANTE
Per il coordinamento e il disaccoppiamento di un potente stadio di uscita dai circuiti di controllo a bassa potenza, esiste una cascata corrispondente.
Schemi pratici per costruire una cascata di matching in vari UPS possono essere suddivisi in due opzioni principali:
opzione transistor, in cui i tasti sono utilizzati transistor esterni in un design discreto;
variante transistorless, dove i transistor di uscita del chip di controllo stesso VT1, VT2 (nella versione integrata) sono utilizzati come chiavi.
Inoltre, un'altra funzionalità che può essere utilizzata per classificare le cascate corrispondenti è il modo di controllare i transistor di potenza dell'inverter a mezzo ponte. Su questa base, tutte le cascate corrispondenti possono essere suddivise in:
cascate di controllo comuni, in cui il controllo di entrambi i transistori di potenza viene eseguito utilizzando un trasformatore di controllo a loro comune, che ha un avvolgimento primario e due secondari;
cascate con controllo separato, in cui ciascuno dei transistor di potenza viene controllato utilizzando un trasformatore separato, vale a dire Ci sono due trasformatori di controllo nella cascata corrispondente.
In base a entrambe le classificazioni, la cascata di corrispondenza può essere eseguita in uno dei quattro modi seguenti:
transistor con controllo comune;
transistor con controllo separato;
senza transistor con controllo generale;
transponder con controllo separato.
Le cascate a transistor comandate a split sono raramente utilizzate o non utilizzate affatto. Agli autori non è capitato di incontrare una tale variante dell'esecuzione della cascata corrispondente. Le restanti tre opzioni sono più o meno comuni.
In tutti i casi, la connessione con la cascata di potenza viene eseguita con il metodo del trasformatore.
In questo caso, il trasformatore svolge due funzioni principali: amplificazione del segnale di controllo rispetto alla corrente (dovuta all'attenuazione della tensione) e isolamento galvanico. L'isolamento galvanico è necessario perché il chip di controllo e la cascata corrispondente si trovano sul lato secondario e lo stadio di potenza si trova sul lato primario dell'UPS.
Considerare il lavoro di ciascuna delle varianti citate della cascata corrispondente con esempi concreti.
Nel circuito a transistor con controllo generale, un preamplificatore di trasformatore push-pull che utilizza transistor Q3 e Q4 viene utilizzato come livello di corrispondenza (figura 17).
Figura 17. Corrispondenza a cascata dell'alimentatore switching KYP-150W (circuito a transistor con controllo comune).
Figura 18. La forma reale degli impulsi sui collettori
Le correnti attraverso i diodi D7 e D9, che fluiscono sotto l'influenza dell'energia magnetica immagazzinata nel nucleo DT, hanno la forma di un esponente in caduta. Nel nucleo DT durante il flusso di correnti attraverso i diodi D7 e D9 agisce un flusso magnetico variabile (in caduta) che provoca la comparsa di impulsi EMF sui suoi avvolgimenti secondari.
Il diodo D8 elimina l'influenza dello stadio di adattamento sul chip di controllo attraverso un bus di alimentazione comune.
Nell'alimentatore switching ESAN ESP-1003R viene utilizzato un altro tipo di cascata di controllo a transistor con controllo generale (Fig.19). La prima caratteristica di questa opzione è che i transistor di uscita VT1, i chip VT2 sono inclusi come follower di emitter. I segnali di uscita vengono rimossi dai pin 9, 10 del chip. I resistori R17, R16 e R15, R14 sono carichi di emettitore dei transistori VT1 e VT2, rispettivamente. Gli stessi resistori formano i divisori di base per i transistor Q3, Q4, che funzionano in modalità chiave. Le capacità C13 e C12 stanno aumentando e aiutano ad accelerare i processi di commutazione dei transistor Q3, Q4. La seconda caratteristica caratteristica di questa cascata è che l'avvolgimento primario del trasformatore di controllo DT non ha uscita dal punto medio ed è collegato tra i collettori dei transistor Q3, Q4. Quando il transistore di uscita VT1 del chip di controllo viene aperto, allora la tensione di base upom per il partitore transistor Q3 R17, R16 viene eccitata. Pertanto, una corrente scorre attraverso la transizione di controllo Q3 e si apre. L'accelerazione di questo processo è facilitata dalla capacità di aumento C13, che assicura l'alimentazione della corrente di sblocco alla base Q3, 2-2,5 volte superiore al valore stabilito. Il risultato dell'apertura Q3 è che l'avvolgimento primario 1-2 DT dal suo pin 1 è collegato al corpo. Poiché il secondo transistor Q4 è bloccato, allora una corrente in aumento attraverso il circuito inizia a fluire attraverso l'avvolgimento primario DT: Upom - R11 - 2-1 DT - k-e Q3 - corpo.
Figura 19. Stadio di corrispondenza dell'ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD alimentatore switching (transistor di controllo comune).
Gli impulsi EMF appaiono sugli avvolgimenti secondari di 3-4 e 5-6 DT forma rettangolare. La direzione di avvolgimento degli avvolgimenti secondari DT è diversa. Pertanto, uno dei transistor di potenza (non mostrato nello schema) riceverà l'impulso di base di apertura e l'altro - quello di chiusura. Quando VT1 del chip di controllo si chiude bruscamente, anche Q3 si chiude bruscamente dopo di esso. La capacità di accelerazione C13 contribuisce all'accelerazione del processo di chiusura, la cui tensione viene applicata alla transizione Q3 dell'emettitore base nella polarità di chiusura. Successivamente, la "zona morta" dura, quando entrambi i transistor di uscita del microcircuito sono chiusi. Successivamente, il transistore di uscita VT2 viene aperto, e pertanto risulta alimentato dalla tensione di base Upom per il secondo partitore Q4 del transistor R15, R14. Pertanto, Q4 si apre e l'avvolgimento primario 1-2 DT risulta essere collegato al corpo con l'altra estremità (pin 2), quindi una corrente crescente della direzione opposta al flusso attraverso il circuito inizia a fluire attraverso di esso: Upom -R10-1-2 DT-to-th Q4 - "recinto".
Pertanto, la polarità degli impulsi sugli avvolgimenti secondari di DT cambia, e l'impulso di apertura riceverà il secondo transistore di potenza, e l'impulso della polarità di chiusura agirà sulla base del primo. Quando il VT2 del chip di controllo si chiude bruscamente, dopo di ciò anche il Q4 si chiude bruscamente (con l'aiuto di forzare la capacità C12). Quindi la "zona morta" dura di nuovo, dopo di che i processi vengono ripetuti.
Pertanto, l'idea principale alla base di questa cascata è che il flusso magnetico variabile nel nucleo DT può essere ottenuto a causa del fatto che l'avvolgimento primario DT è collegato al corpo con un'estremità o l'altra. Pertanto, una corrente alternata senza un componente costante scorre attraverso di essa con un'alimentazione unipolare.
Nelle versioni senza transistor delle cascate corrispondenti dell'UPS, i transistori di uscita VT1, VT2 del chip di controllo vengono utilizzati come transistori della cascata corrispondente. In questo caso mancano i transistor discreti della cascata corrispondente.
Ad esempio, nel circuito UPS PS-200B viene utilizzato un circuito di controllo comune senza transistor. I transistor di uscita del microcircuito VT1, VT2 sono caricati sui collettori dai semi-avvolgimenti primari del trasformatore DT (figura 20). L'alimentazione è fornita al punto medio dell'avvolgimento primario DT.
Figura 20. Cascata di adattamento dell'alimentatore switching PS-200B (circuito di controllo comune senza transistor).
Quando il transistore VT1 si apre, la corrente crescente fluisce attraverso questo transistor e il mezzo-avvolgimento 1-2 del trasformatore di controllo DT. Sugli avvolgimenti secondari di DT, appaiono degli impulsi di controllo, aventi una polarità tale che uno dei transistor di potenza dell'inverter si apre e l'altro si chiude. Alla fine dell'impulso, il VT1 si chiude bruscamente, la corrente attraverso il semiavvolgimento 1-2 DT smette di scorrere, quindi l'EMF sugli avvolgimenti secondari di DT scompare, causando la chiusura dei transistori di potenza. Successivamente, la "zona morta" dura, quando entrambi i transistori di uscita VT1, VT2 del chip sono chiusi e la corrente attraverso l'avvolgimento primario DT non scorre. Quindi, apre il transistor VT2 e la corrente, aumentando nel tempo, scorre attraverso il transistor e il 2-3-DT a semiavvolgimento. Il flusso magnetico creato da questa corrente nel nucleo DT ha la direzione opposta rispetto al caso precedente. Pertanto, sugli avvolgimenti secondari di DT, la fem è indotta rispetto al caso precedente di polarità. Di conseguenza, si apre il secondo transistor dell'invertitore a mezzo ponte e, sulla base del primo, l'impulso ha la sua polarità di chiusura. Quando il chip di controllo VT2 si chiude, la corrente che attraversa e l'avvolgimento primario DT si arresta. Pertanto, l'EMF sugli avvolgimenti secondari di DT scompare e i transistor di potenza dell'inverter vengono nuovamente chiusi. Quindi la "zona morta" dura di nuovo, dopo di che i processi vengono ripetuti.
L'idea di base di costruire questa cascata è che il flusso magnetico variabile nel nucleo del trasformatore di controllo può essere ottenuto applicando la potenza al punto medio dell'avvolgimento primario di questo trasformatore. Pertanto, le correnti fluiscono attraverso i semiavvolgenti con lo stesso numero di spire in direzioni diverse. Quando entrambi i transistor di uscita del microcircuito sono chiusi ("zone morte"), il flusso magnetico nel nucleo DT è uguale a 0. L'apertura alternativa dei transistor provoca l'aspetto alternato del flusso magnetico dell'uno o dell'altro mezzo avvolgimento. Il flusso magnetico risultante nel nucleo è variabile.
L'ultimo di questi tipi (circuito di controllo senza transistor con controllo separato) viene utilizzato, ad esempio, nell'UPS del computer Appis (Perù). In questo schema, ci sono due trasformatori di controllo DT1, DT2, i cui semi-avvolgimenti primari sono carichi di collettore per i transistor di uscita del chip (figura 21). In questo schema, ciascuno dei due interruttori di alimentazione è controllato tramite un trasformatore separato. L'alimentazione viene fornita ai collettori dei transistor di uscita del chip dal bus comune Upom attraverso i punti medi degli avvolgimenti primari dei trasformatori di controllo DT1, DT2.
Diodi D9, D10 con le parti corrispondenti degli avvolgimenti primari DT1, DT2 formano circuiti di smagnetizzazione del nucleo. Soffermiamoci su questo problema in modo più dettagliato.
Figura 21. La cascata corrispondente dell'unità di alimentazione a impulsi "Appis" (circuito non transistor con controllo separato).
La cascata di matching (Figura 21) è essenzialmente costituita da due convertitori diretti rivolti in avanti indipendenti, dal momento che la corrente di apertura fluisce nella base del transistore di potenza durante lo stato aperto del transistore di adattamento, cioè corrispondente e collegato ad esso attraverso il trasformatore, il transistor di potenza è aperto contemporaneamente. In questo caso, entrambi i trasformatori di impulsi DT1, DT2 operano con una componente di corrente costante dell'avvolgimento primario, vale a dire con magnetizzazione forzata. Se non si forniscono misure speciali per la smagnetizzazione dei nuclei, essi entreranno in saturazione magnetica per diversi periodi di funzionamento del convertitore, il che comporterà una diminuzione significativa dell'induttanza degli avvolgimenti primari e il guasto dei transistor di commutazione VT1, VT2. Considerare i processi che si verificano nel convertitore sul transistor VT1 e nel trasformatore DT1. Quando il transistor VT1 si apre, attraverso di esso e l'avvolgimento primario 1-2 DT1 scorre una corrente lineare crescente attraverso il circuito: Upom -2-1 DT1 - to-e VT1 - "body".
Quando l'impulso di sblocco alla base di VT1 termina, si chiude bruscamente. La corrente attraverso l'avvolgimento 1-2 DT1 si ferma. Tuttavia, l'EMF sull'avvolgimento di smagnetizzazione 2-3 DT1 allo stesso tempo cambia la polarità, e attraverso questo avvolgimento e il diodo D10 il nucleo di smagnetizzazione DT1 scorre attraverso il circuito: 2 DT1 - Upom - C9- "case" - D10-3DT1.
Questa corrente sta diminuendo linearmente, vale a dire la derivata del flusso magnetico attraverso il nucleo DT1 cambia segno e il nucleo viene smagnetizzato. Pertanto, durante questo ciclo di orologio inverso, l'energia in eccesso immagazzinata nel nucleo DT1 durante lo stato aperto del transistore VT1 ritorna alla sorgente (il condensatore di memorizzazione C9 del bus Upom è carico).
Tuttavia, questa forma di realizzazione della cascata corrispondente è la meno preferita, poiché Entrambi i trasformatori DT1, DT2 funzionano con sottoutilizzo per induzione e con una componente costante della corrente primaria. Il rifacimento dei core DT1, DT2 avviene in un ciclo parziale, coprendo solo i valori di induzione positivi. Per questo motivo, i flussi magnetici nei nuclei sono pulsanti, vale a dire contenere un componente costante Ciò porta ad aumentare la massa e le dimensioni dei trasformatori DT1, DT2 e, inoltre, rispetto ad altre varianti dello stadio di abbinamento, richiede due trasformatori invece di uno.
| PARAMETRI DI BASE DI UNITÀ DI ALIMENTAZIONE IMPULSI PER IBM | Vengono considerati i principali parametri dell'alimentazione a impulsi, il pinout del connettore, il principio di funzionamento da 110 e 220 volt, | |||
| Il chip TL494, il circuito di commutazione e i casi d'uso per il controllo degli interruttori di alimentazione degli alimentatori switching sono descritti in dettaglio. | ||||
| GESTIONE DELL'ALIMENTAZIONE DELL'UNITÀ DI ALIMENTAZIONE PULSE DA TL494 | Vengono descritti i metodi di base per il controllo dei transistor di potenza di base degli alimentatori switching e le opzioni per la costruzione di raddrizzatori per l'alimentazione secondaria. | Descrizione completa schema schematico e il suo funzionamento dell'alimentazione elettrica di commutazione | ||
Salendo su Internet, non ho trovato un singolo circuito regolatore di tensione e soprattutto la corrente - sulla base moderna degli elementi. Tutti loro
erano transistor analogici o bipolari, in un interruttore a chiave. Ho provato uno di loro.
Corrente più di 2,5 ampere, senza riscaldamento significativo del transistor KT818, non ho ricevuto. Quando si tenta di rimuovere circa 4 ampere - transistor bruciato e un diodo schottky. È necessario chiarire: erano senza radiatori. Ciò, tuttavia, non cambia la situazione. Dopo aver pensato come applicare il bus di campo P-channel in questo interruttore, mi sono imbattuto nella descrizione del suo lavoro. La dissipazione del calore, a causa della grande resistenza alla transizione aperta, è troppo grande - si potrebbe dimenticare la buona efficienza. È stato deciso di utilizzare i driver di campo N-channel guidati dal driver chiave in alto.
Lo schema, sebbene funzionasse e avesse una buona efficienza, non era privo di difetti. Si è occupato del suo uso nella ricarica delle batterie. Erano collegati al fatto che il tasto inferiore è sempre aperto quando quello superiore è chiuso. Se l'energia dello starter si esaurisce, la corrente proveniente dalla batteria passerà attraverso lo starter nella direzione opposta e brucerà la chiave inferiore. Quello superiore brucerà quando viene aperto su uno inferiore in cortocircuito.
Si è deciso di abbandonare la chiave sincrona e utilizzare nella vecchia maniera un potente diodo schottky.
Come risultato di una lunga ricerca, prove ed errori, chip bruciati e lavoratori sul campo, un tale schema è nato
Caratteristiche chiave
1. Funziona stabilmente
2. Eccellente tenuta di corrente e tensione.
3. Ha un'efficienza di circa il 90 percento. A volte fino a 94!
4. Tutti gli oggetti sono in una discarica.
5. Praticamente non ha bisogno di essere configurato.
6. Molto semplice e ripetibile.
7. La corrente è regolabile da zero a quanto l'utente desidera.
8. Tensione regolabile da 2.5V.
Delle caratteristiche
La corrente di uscita è controllata da uno shunt.
La sua resistenza è di circa 0,01 ohm. La dissipazione del calore è relativamente piccola. La corrente è regolata entro ampi limiti. Da 0 amp .... a quanto ammetteranno un diodo e uno starter. Il limite massimo per la regolazione della corrente (e cortocircuito) è impostato dal resistore R6. Effettuare immediatamente una prenotazione al di sotto dei 4 amp. Non consiglio l'installazione. Una caratteristica del controllo corrente è l'uso di una "tensione del moltiplicatore di shunt" implementata su un diodo D4. Ciò consente a TLke di funzionare correttamente con correnti prossime allo zero e di esporre (con un resistore R9) a una corrente di cortocircuito .... ad esempio, 1 mA. Il diodo D5 viene utilizzato per la stabilizzazione termica del circuito di controllo della corrente.
Lo shunt era originariamente un pezzo di filo di rame lungo circa 4,5 cm e di 0,4 mm di diametro. Poiché il rame è molto non termostabile, e quando la corrente di riscaldamento scorreva via, è stato deciso di scegliere un multimetro cinese. Lo shunt estratto da lì fu ridotto della metà e saldato al tabellone.
soffocamento
era avvolto su un anello giallo-bianco di alimentazione del computer. Contiene circa 24 spire di filo con un diametro di 2 mm. Il filo è stato arrotolato da un UPS di un trasformatore.
Solo con un cavo di questo tipo è stato possibile eliminare il riscaldamento eccessivo della valvola dell'aria su correnti superiori a 5A.
Il clou è il driver chiave del trasformatore. Per lui, grazie a LiveMaker dal sito Mikrosmart. È fatto da quasi tutti gli anelli di ferrite. Idealmente - marca 2000 da 2 cm di diametro. Anche l'anello rimosso dal filo del filtro a impulsi funziona (sebbene sia osservato il suo riscaldamento quasi elusivo). Ho già due schede che funzionano sugli anelli rimossi dai cablaggi che collegano le schede della fotocopiatrice. L'unico svantaggio che non ha ancora portato a conseguenze negative sono le emissioni ai limiti dei segnali di commutazione del trapezio. Non sono grandi (2-3 V) e non influenzano le prestazioni del dispositivo. Non c'è niente di difficile negli avvolgimenti. Ciondola a occhiello per bobina. Prova a distribuire uniformemente le bobine delle due bobine attorno all'anello. L'avvolgimento primario contiene 9 spire di filo. Secondario: 27 giri di filo. Coppia contorta ordinaria residenziale Motau. La tensione al gate è limitata a due diodi zener a 12-15 volt. Il driver scuote facilmente il campo IRF3205. La parte anteriore degli impulsi al gate è di circa 168 nS.
Un potente diodo schottky proveniente da un alimentatore per computer è stato utilizzato come diodo inverso. Lui, insieme al transistor ad effetto di campo, siede sul radiatore dalla CPU del computer attraverso i distanziali isolanti.
L'ho inciso e testato. Si prega di notare - resistenze R14 e R12 - infatti, sono costituiti da un resistore e un condensatore. Solo ri-pigrizia.
A causa del fatto che la resistenza dello shunt influenza notevolmente le attuali modalità di regolazione, l'unità deve essere inizialmente regolata. Consiste nell'installazione della resistenza desiderata R6. È necessario rilevare tale resistenza in modo che quando si ruota la manopola di regolazione corrente (R9), il circuito produca la corrente massima necessaria (4-20 A). Se è necessario modificare frequentemente la corrente di uscita massima, è possibile sostituire una resistenza variabile costante. Posto e contatti sulla lavagna per questo.
Ci sono piani per cambiare lo stabilizzatore lineare LM7815 con l'MC34063 pulsato perché l'LM7815 è molto caldo con tensioni di alimentazione superiori a 24V, riducendo l'efficienza.
Foto. Molto battuto dai test di saldatura.
Mi sono ritirato per caricare e testare l'alimentazione delle batterie alcaline. Dagli alimentatori PC morti. La corrente massima (ho deciso che per ora una tale corrente è abbastanza per me) è 20A. Solitamente uso fino a 10A, 18B. Totale: 180 watt. Medio soffiato. Ha funzionato per una settimana tutto il giorno.
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Commenti
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0 # 203 Mikhail 19/04/2017 22:46
In generale, ho notato che anche con un lm-ke funzionante con riempimento massimo, i diodi zener si scaldavano un po '(fino a 50 gradi). Ho riavvolto il trasformatore del cancello (bobine da 15 a 35), il riscaldamento è andato, lo stabilizzatore sta funzionando, mentre il volo è normale) Grazie all'autore per lo schema e suggerimenti!
L'anello che ho usato è stato prelevato dal monitor o dalla stampante (dal cablaggio) che non ricordo, ma è più grande di quello che c'è nell'articolo nella foto.
0 # 202 Super User 17/04/2017 22:45
Bene, se si pensa logicamente, allora 7815 può uccidere un eccesso della tensione di ingresso o un eccesso della corrente di uscita. Per superare la tensione di ingresso a una tensione di 27 volt, non avremo successo (se il sigillo è strettamente conforme al mio schema). La sovraelongazione della corrente di uscita rimane. Lei stesso ha indicato che il guasto è stato osservato a tensioni o correnti massime. Ciò significa che il riempimento degli impulsi è stato massimo. Forse il nucleo (di dimensioni o materiali inadeguati) sul piccolo QZP sembra normale, e quando il riempimento aumenta, il nucleo si satura e la corrente aumenta bruscamente. Anche se non l'ho visto. Pubblica foto di sigilli di buona qualità. Puoi caricare foto sul forum.
0 # 201 Mikhail 04/04/2017 09:24
Già la quarta volta rompe lo stabilizzatore lineare. Non riesco a capire quale sia la ragione, ho già ucciso due lm7815 e due lm317t, i sintomi sono sempre gli stessi e lo stesso, prima tutto funziona bene, dopo un po 'mi accorgo che quando imposto la massima tensione o corrente i diodi zener nel circuito di gate iniziano a fumare. Misuro la tensione di alimentazione tl494 e vedo che è uguale all'ingresso 25 volt, e lo stabilizzatore è perforato, lo cambio e nel tempo tutto è nuovo.
La tensione di ingresso è 25-27 volt, lm-ka non si surriscalda, si trova sul radiatore.
Descrizione generale e uso
TL 494 e le sue versioni successive sono il microchip più usato per costruire convertitori di potenza a due tempi.
- TL494 (sviluppo originale di Texas Instruments) - Convertitore di tensione PWM IC con uscite single-ended (TL 494 IN - DIP16, -25.,85С pacchetto, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
- K1006EU4 - analogo domestico di TL494
- TL594 - Analogo TL494 con amplificatori e comparatori di errori di precisione migliorati
- TL598 - Uscita ripetitore analogico TL594 c push pull (pnp-npn)
Questo materiale - un riassunto del techdoc originale Texas Instruments , Pubblicazioni International Rectifier ("International Rectifier Power Semiconductors", Voronezh, 1999) e Motorola.
Vantaggi e svantaggi di questo chip:
- Inoltre: circuiti di controllo avanzati, due amplificatori differenziali (possono anche eseguire funzioni logiche)
- Meno: le uscite monofase richiedono un peso aggiuntivo (rispetto a UC3825)
- Meno: il controllo corrente non è disponibile, ciclo di retroazione relativamente lento (acriticamente nei monitor di controllo automobilistici)
- Meno: l'inclusione sincrona di due o più IC non è conveniente come in UC3825
1. Dispone di chip TL494
Circuiti ION e protezione di sottotensione. Il circuito si accende quando l'alimentazione raggiunge la soglia di 5,7,7 V (il valore tipico è 6,4 V). Fino a questo punto, i bus di controllo interni vietano il funzionamento del generatore e la parte logica del circuito. La corrente a vuoto a una tensione di alimentazione di + 15 V (i transistor di uscita sono disconnessi) non è più di 10 mA. ION + 5V (+4,75 .. + 5,25 V, la stabilizzazione dell'uscita non è peggiore di +/- 25mV) fornisce corrente di flusso fino a 10 mA. Lo ION può essere moltiplicato solo usando un follower npn-emitter (vedi TI 19-20), ma all'uscita di tale "stabilizzatore" la tensione dipenderà fortemente dalla corrente di carico.
Gruppo elettrogeno produce sul condensatore time-sensitive Сt (pin 5) tensione a dente di sega 0 .. + 3.0V (l'ampiezza è impostata da ION) per TL494 Texas Instruments e 0 ... + 2.8V per Motorola TL494 (cosa aspettarsi da altri?), rispettivamente per TI F = 1.0 / (RtCt), per Motorola F = 1.1 / (RtCt).
Sono ammesse frequenze di funzionamento da 1 a 300 kHz, mentre l'intervallo consigliato è Rt = 1 ... 500 kΩ, Ct = 470 pF ... 10 μF. In questo caso, la deriva tipica della temperatura della frequenza è (naturalmente senza riguardo alla deriva dei componenti montati) +/- 3%, e la deviazione di frequenza a seconda della tensione di alimentazione è entro lo 0,1% sull'intero intervallo consentito.
Per disattivare a distanza il generatore, è possibile utilizzare un tasto esterno per chiudere l'ingresso Rt (6) all'uscita di uno ION, oppure - per chiudere Ct a terra. Naturalmente, quando si sceglie Rt, Ct, è necessario tenere conto della resistenza di dispersione di una chiave aperta.
L'input della fase di controllo del riposo (duty ratio) attraverso il comparatore di fase di riposo imposta la pausa minima richiesta tra gli impulsi nei bracci del circuito. Ciò è necessario sia per impedire la corrente attraverso gli stadi di potenza esterni all'IC, sia per un'operazione di trigger stabile: il tempo di commutazione della parte digitale del TL494 è 200 ns. Il segnale di uscita è abilitato quando la sega in Ct supera la tensione sull'ingresso di controllo 4 (DT). Alle frequenze di clock fino a 150 kHz con tensione di controllo zero, la fase di riposo = 3% del periodo (spostamento equivalente del segnale di controllo 100..120 mV), alle alte frequenze la correzione integrata espande la fase di riposo a 200..300 ns.
Utilizzando il circuito di ingresso DT, è possibile impostare una fase di riposo fissa ( Rr divisore), modalità soft start (R-C), spegnimento remoto (tasto) e utilizzare DT come ingresso di controllo lineare. Il circuito di ingresso è assemblato su transistor pnp, quindi la corrente di ingresso (fino a 1,0 μA) fluisce dall'IC e non fluisce in esso. La corrente è abbastanza grande, quindi è necessario evitare resistori ad alta impedenza (non più di 100 kΩ). TI, pagina 23 fornisce un esempio di protezione da sovratensioni utilizzando il diodo Zener a 3 pin TL430 (431).
Amplificatori di errore - infatti, amplificatori operazionali con Ku = 70..95 dB a tensione costante (60 dB per le prime serie), Ku = 1 a 350 kHz. I circuiti di ingresso sono assemblati su transistor pnp, quindi la corrente di ingresso (fino a 1,0 μA) fluisce dall'IC e non fluisce all'interno. La corrente è sufficientemente grande per l'OU, anche la tensione di polarizzazione (fino a 10 mV), pertanto, i resistori ad alta resistenza nei circuiti di controllo (non più di 100 kΩ) dovrebbero essere evitati. Ma grazie all'uso di ingressi PNP, l'intervallo di tensione in ingresso va da -0,3 V a V -V 2V.
Le uscite dei due amplificatori sono diodo combinato OR. L'amplificatore, la cui uscita è più tensione, intercetta il controllo logico. In questo caso, il segnale di uscita non è disponibile separatamente, ma solo dall'uscita del diodo OR (è l'ingresso del comparatore di errori). Pertanto, solo un amplificatore può essere un sistema operativo a circuito chiuso in modalità lineare. Questo amplificatore chiude la tensione di uscita del sistema operativo lineare principale. In questo caso, il secondo amplificatore può essere utilizzato come comparatore - ad esempio, superando la corrente di uscita o come chiave per il segnale di allarme logico (surriscaldamento, cortocircuito, ecc.), Spegnimento remoto, ecc. Uno degli ingressi del comparatore è collegato allo ION, il secondo è organizzato dalla logica O allarmi (ancora meglio - segnali di stato logici AND normali).
Quando si utilizza un sistema operativo dipendente dalla frequenza RC, è necessario ricordare che l'uscita degli amplificatori è in realtà single-ended (un diodo seriale!), Quindi caricherà la capacità (in alto) e la scarica richiederà molto tempo. La tensione a questa uscita è compresa tra 0. .. + 3.5V (un po 'più dell'oscillazione del generatore), quindi il rapporto di tensione cala bruscamente e a circa 4,5 V in uscita, gli amplificatori sono saturi. Allo stesso modo, i resistori a bassa impedenza nel circuito di uscita degli amplificatori (loop OC) dovrebbero essere evitati.
Gli amplificatori non sono progettati per funzionare entro un ciclo della frequenza operativa. Quando il ritardo di propagazione all'interno dell'amplificatore è di 400 ns, sono troppo lenti per questo, e la logica di controllo del trigger non consente (ci sarebbero impulsi laterali all'uscita). Negli schemi PN reali, la frequenza di taglio del circuito OC è di circa 200-10000 Hz.
Trigger e logica di controllo dell'uscita - Quando la tensione di alimentazione non è inferiore a 7V, se la tensione della sega sul generatore è superiore all'ingresso di controllo DT e se la tensione della sega è superiore a qualsiasi degli amplificatori di errore (tenendo conto delle soglie e degli offset incorporati), l'uscita del circuito è consentita. Quando il generatore viene ripristinato dal massimo a zero, le uscite sono disabilitate. Il trigger con uscita parafase divide la frequenza in due. Con uno 0 logico all'ingresso 13 (modalità di uscita), le fasi del trigger sono combinate in OR e vengono alimentate simultaneamente a entrambe le uscite, con 1 logico - vengono alimentate parafase separatamente per ciascuna uscita.
Transistor di uscita - npn Darlington con protezione termica integrata (ma senza protezione corrente). Pertanto, la caduta di tensione minima tra il collettore (solitamente chiuso al bus positivo) e l'emettitore (a carico) è di 1,5 V (tipico a 200 mA) e nel circuito con un emettitore comune è leggermente migliore, 1,1 V tipico. La corrente di uscita massima (con un transistor aperto) è limitata a 500 mA, la potenza massima per l'intero cristallo è 1W.
2. Caratteristiche dell'applicazione
Operare sul transistor TIR a cancello. Ripetitori del fine settimana
Quando si lavora su un carico capacitivo, che condizionalmente è il gate del transistore MOS, i transistor di uscita TL494 vengono accesi da un inseguitore di emettitore. Se la corrente media è limitata a 200 mA, il circuito può caricare rapidamente il gate, ma è impossibile scaricarlo con il transistor spento. Anche scaricare il gate con un resistore con messa a terra non è soddisfacente. Dopo tutto, la tensione sulla capacità condizionata del gate diminuisce in modo esponenziale e per chiudere il transistor, il gate deve essere scaricato da 10V a non più di 3V. La corrente di scarica attraverso il resistore sarà sempre inferiore alla corrente di carica attraverso il transistor (e il resistore non si scalda troppo e ruba la corrente del tasto durante il movimento verso l'alto).
Opzione A. Circuito di scarica attraverso un transistor pnp esterno (preso in prestito dal sito Schikhman - vedi "Jensen Amplifier Power Supply"). Quando si carica il gate, la corrente che fluisce attraverso il diodo blocca il transistor pnp esterno, quando l'uscita dell'IC viene disattivata, il diodo è bloccato, il transistor si apre e scarica il gate a terra. Meno - funziona solo per piccole capacità di carico (limitato dalla corrente di alimentazione del transistor di uscita IC).
Quando si utilizza il TL598 (con uscita push-pull), la funzione della spalla inferiore, di scarico, è già cucita sul cristallo. L'opzione A non è appropriata in questo caso.
Opzione B. Seguace complementare indipendente. Poiché il carico di corrente principale viene elaborato da un transistor esterno, la capacità (corrente di carica) del carico è praticamente illimitata. Transistor e diodi: qualsiasi HF con bassa tensione di saturazione e Ck e margine di corrente sufficiente (1 A per impulso e altro). Ad esempio, КТ644 + 646, КТ972 + 973. Il ripetitore "terra" dovrebbe essere dissaldato immediatamente accanto alla sorgente dell'interruttore di alimentazione. I collettori del transistor del ripetitore devono essere colmati da una capacità ceramica (non mostrata nello schema).
Quale schema scegliere dipende principalmente dalla natura del carico (capacità del gate o carica dell'interruttore), dalla frequenza operativa, dai requisiti di tempo per i fronti degli impulsi. E loro (fronti) dovrebbero essere il più veloci possibile, poiché la maggior parte delle perdite di calore vengono dissipate durante i transienti sulla chiave MDP. Consiglio di passare alle pubblicazioni della collezione International Rectifier per un'analisi completa del problema, mi limiterò a un esempio.
Il potente transistor - IRFI1010N - ha una carica completa di riferimento sul gate Qg = 130nKl. Questo è abbastanza, perché il transistor ha un'area estremamente ampia del canale per fornire una resistenza del canale estremamente bassa (12 mΩ). Queste sono le chiavi necessarie nei convertitori a 12V, dove ogni millimetro è importante. Per garantire che il canale sia aperto, sul gate è necessario fornire Vg = + 6V rispetto al suolo, con la carica completa dell'otturatore Qg (Vg) = 60nKl. Per garantire che il gate sia scaricato, caricato fino a 10 V, è necessario dissolvere Qg (Vg) = 90nKl.
2. Implementazione della protezione corrente, soft start, limiti del ciclo di lavoro
Di norma, come sensore di corrente, è richiesta una resistenza seriale nel circuito di carico. Ma ruberà preziosi volt e watt all'uscita del convertitore, e non sarà in grado di controllare solo i circuiti di carico e non potrà rilevare i cortocircuiti nei circuiti primari. La soluzione è un sensore di corrente induttivo nel circuito primario.
Il sensore stesso (trasformatore di corrente) è una bobina toroidale in miniatura (il suo diametro interno deve, oltre all'avvolgimento del sensore, passare liberamente il filo dell'avvolgimento primario del trasformatore di alimentazione principale). Attraverso il toro, passiamo il filo dell'avvolgimento primario del trasformatore (ma non il filo "terra" della sorgente!). La costante del tempo di salita del rivelatore è impostata su circa 3-10 periodi di clock, una diminuzione è 10 volte maggiore, in base alla corrente di risposta del fotoaccoppiatore (circa 2-10 mA quando la tensione scende di 1,2-1,6 V).
Nella parte destra dello schema: due soluzioni tipiche per TL494. Il divisore Rdt1-Rdt2 imposta il duty cycle massimo (fase minima di riposo). Ad esempio, con Rdt1 = 4.7kOhm, Rdt2 = 47kOhm all'uscita 4, la tensione costante Udt = 450mV, che corrisponde alla fase di riposo del 18..22% (a seconda della serie IC e della frequenza operativa).
All'accensione, Css viene scaricato e il potenziale all'ingresso DT è uguale a Vref (+ 5V). Sss viene addebitato tramite Rss (ovvero Rdt2), abbassando gradualmente il potenziale di DT al limite inferiore, limitato dal divisore. Questo è un "soft start". A Css = 47μF e le resistenze indicate, le uscite del circuito si aprono per 0,1 s dopo l'accensione e raggiungono il ciclo di lavoro per altri 0,3-0,5 s.
Nel circuito, oltre a Rdt1, Rdt2, Css, ci sono due perdite: la corrente di dispersione del fotoaccoppiatore (non superiore a 10 μA ad alte temperature, circa 0,1-1 μA a temperatura ambiente) e la corrente di base del transistor di ingresso IC, che fluisce dall'ingresso DT. Affinché queste correnti non influiscano in modo significativo sulla precisione del divisore, Rdt2 = Rss viene scelto non più alto di 5 kΩ, Rdt1 - non superiore a 100 kΩ.
Naturalmente, la scelta del fotoaccoppiatore e del circuito DT da controllare non è fondamentale. È anche possibile utilizzare l'amplificatore di errore nella modalità comparatore e bloccare la capacità o la resistenza del generatore (ad esempio, lo stesso fotoaccoppiatore), ma questo è esattamente lo spegnimento e non una limitazione lineare.
Il generatore di impulsi viene utilizzato per la ricerca di laboratorio nello sviluppo e nella messa in servizio di dispositivi elettronici. Il generatore funziona nell'intervallo di tensione da 7 a 41 volt e ha un'elevata capacità di carico in base al transistor di uscita. L'ampiezza degli impulsi di uscita può essere uguale al valore della tensione di alimentazione del microcircuito, fino al valore limite della tensione di alimentazione di questo microcircuito +41 V. La sua base è nota a tutti, spesso utilizzata in.
controparti TL494 sono le patatine KA7500 e il suo clone domestico - KR1114EU4 .
Valori limite dei parametri:
Alimentazione 41V
Amplificatore di tensione in ingresso (Vcc + 0,3) V
Tensione di uscita del collettore 41V
Corrente di uscita del collettore 250mA
Dissipazione di potenza totale in modalità continua 1W
Intervallo di temperatura ambiente operativo:
-c suffisso L-25..85С
- con suffisso С.0..70С
Intervallo di temperatura di stoccaggio -65 ... + 150 ° C
Schema schematico del dispositivo
Generatore di impulsi rettangolare
Circuito del generatore acceso TL494 e altri file sono in un separato.
La regolazione della frequenza viene eseguita dall'interruttore S2 (approssimativamente) e dal resistore RV1 (senza intoppi), il duty cycle viene regolato dal resistore RV2. L'interruttore SA1 cambia le modalità operative del generatore da fase (single-ended) a anti-fase (due tempi). Resistor R3 è selezionato il più ottimale intervallo di frequenze sovrapposte, l'intervallo di regolazione del ciclo di lavoro può essere selezionato resistori R1, R2.
Parti del generatore di impulsi
La catena di distribuzione dei condensatori C1-C4 viene selezionata sotto la gamma di frequenze desiderata e la loro capacità può essere da 10 microfarad per la sotto-banda infra-bassa a 1000 picofarad - per la frequenza più alta.
Quando la corrente media è limitata a 200 mA, il circuito può caricare rapidamente l'otturatore, ma
scaricarlo dal transistor è impossibile. Anche scaricare il gate con un resistore con messa a terra non è soddisfacente. Per questi scopi, viene utilizzato un follower complementare indipendente.
- Leggi: "Come creare un computer".
E poi, finalmente, ha messo le mani. Dopo aver assemblato bobine di piccole dimensioni, ho deciso di mirare un colpo al nuovo schema, che è più serio e difficile da impostare e lavorare. Passiamo dalle parole ai fatti. Il layout completo si presenta così:
Funziona secondo il principio dell'autogeneratore. Interrupter dà un calcio al guidatore UCC27425 e il processo inizia. Il driver dà un impulso al GDT (Gate Drive Transformator - letteralmente: il trasformatore che controlla i gate) con GDT sono 2 avvolgimenti secondari inclusi in antiphase. Questa inclusione fornisce l'apertura alternativa dei transistor. Durante l'apertura, il transistor pompa corrente attraverso se stesso e un condensatore da 4.7 microfarad. In questo momento si forma una scarica sulla bobina e il segnale passa attraverso il sistema operativo al conducente. Il driver cambia la direzione della corrente nel GDT e i transistor cambiano (che era aperto - si chiude e il secondo si apre). E questo processo si ripete fintanto che il segnale passa dall'interruttore.
GDT è il migliore per caricare l'anello di importazione - Epcos N80. L'avvolgimento ciondola nel rapporto 1: 1: 1 o 1: 2: 2. In media, possono essere calcolati circa 7-8 turni, se lo si desidera. Considera una catena RD nei gate di un transistor di potenza. Questa catena fornisce tempo morto. Questo è il momento in cui entrambi i transistor sono chiusi. Cioè, un transistor ha già chiuso, e il secondo non ha ancora avuto il tempo di aprirsi. Il principio è il seguente: il transistor si apre senza problemi attraverso un resistore e scarica rapidamente attraverso il diodo. La forma d'onda appare così:
Se non si fornisce il tempo morto, può accadere che entrambi i transistor siano aperti e quindi venga fornita un'esplosione di potenza.
Vai avanti OS (feedback) viene eseguito in questo caso come CT (trasformatore di corrente). TT è avvolto su un marchio di ferrite Epcos N80 di almeno 50 giri. L'estremità inferiore dell'avvolgimento secondario, che è collegato a terra, viene tirato attraverso l'anello. Pertanto, la corrente elevata proveniente dall'avvolgimento secondario si trasforma in un potenziale sufficiente sulla CT. Successivamente, la corrente dal CT va al condensatore (attenua il rumore), i diodi schottky (viene passato solo un mezzo ciclo) e il LED (agisce come un diodo zener e visualizza la generazione). Per generarlo, è anche necessario osservare il fraseggio del trasformatore. Se non c'è generazione o molto debole, devi solo girare il TT.
Considerare separatamente l'interruttore. Con un interruttore, ovviamente, ho sudato. Ho raccolto 5 pezzi diversi ... Alcuni sono sbuffati dalla corrente HF, altri non funzionano come dovrebbero. Inoltre parlerò di tutte le interruzioni che ho fatto. Forse comincerò dal primo - su TL494. Lo schema è standard. È possibile la regolazione indipendente del rapporto frequenza e duty. Lo schema seguente può generare da 0 a 800-900 Hz, se si mette il microfarad del condensatore 4.7 invece di 1 microfarad. Durata da 0 a 50. Cosa ti serve! Tuttavia, ce n'è uno MA. Questo controller PWM è molto sensibile alla corrente RF e ai vari campi della bobina. In generale, quando collegato a una bobina, l'interrutore semplicemente non funzionava, o tutti in modalità 0 o CW. Fuggire parzialmente ha aiutato, ma non ha risolto completamente il problema.
Il prossimo interruttore è stato montato su UC3843 molto spesso trovato nell'IIP, in particolare nell'ATC, da lì, infatti, lo ha preso. Lo schema non è male né inferiore TL494 da parametri. È possibile regolare la frequenza da 0 a 1 kHz e il ciclo di lavoro da 0 a 100%. Anche per me. Ma ancora una volta, questi suggerimenti della bobina hanno rovinato tutto. Qui anche la proiezione non ha aiutato affatto. Ho dovuto rifiutare, anche se l'ho raccolto bene sulla scacchiera ...
Ho deciso di tornare alla quercia e affidabile, ma poco funzionale 555 . Deciso di iniziare con l'interruzione burst. L'essenza dell'interruttore è che si interrompe. Un chip (U1) imposta la frequenza, l'altro (2) la durata e il terzo (U3) il tempo operativo dei primi due. Tutto non sarebbe nulla se non fosse per la durata dell'impulso ridotto con gli U2. Questo interruttore è affilato da DRSSTC e può funzionare con SSTC, ma non mi piace, gli scarichi sono sottili, ma soffici. Poi ci sono stati diversi tentativi per aumentare la durata, ma non sono stati coronati da successo.
Circuiti del generatore a 555
Poi ho deciso di cambiare il circuito in linea di principio e di fare una durata indipendente sul condensatore, il diodo e il resistore. Forse molti troveranno questo schema assurdo e stupido, ma funziona. Il principio è questo: il segnale al driver va fino a quando il condensatore è carico (nessuno potrebbe discutere con quello). NE555 Genera un segnale, passa attraverso un resistore e un condensatore, mentre se la resistenza del resistore è 0 Ohm, passa solo attraverso il condensatore e la durata è massima (purché la capacità sia sufficiente) indipendentemente dal ciclo di lavoro del generatore. Il resistore limita il tempo di ricarica, ad es. maggiore è la resistenza, più breve è l'impulso. Il conducente riceve un segnale di durata più breve, ma anche di frequenza. Il condensatore si scarica rapidamente attraverso un resistore (che va da 1k a terra) e un diodo.
Pro e contro
Gli extra : Controllo della frequenza indipendente dalla frequenza, SSTC non entrerà mai in modalità CW se l'interruttore è in fiamme.
cons : il ciclo di lavoro non può essere aumentato "infinitamente molti", come ad es UC3843È limitato dalla capacità del condensatore e dal ciclo di lavoro del generatore stesso (non può esserci più del ciclo di lavoro del generatore). La corrente attraverso il condensatore procede senza intoppi.
Alla fine non so come reagisce il guidatore (carica regolare). Da un lato, il conducente può anche aprire i transistor in modo uniforme e si scaldano di più. D'altra parte UCC27425 - microcircuito digitale. Per lei, c'è solo un registro. 0 e registro. 1. Finora, la tensione è al di sopra della soglia - l'UCC sta funzionando, non appena scende al di sotto del minimo - non funziona. In questo caso, tutto funziona in modalità normale e i transistor si aprono completamente.
Passiamo dalla teoria alla pratica
Raccolto il generatore di Tesla nel caso da ATH. Condensatore di potenza 1000 microfarad 400v. Ponte a diodi dallo stesso ATC 8A 600V. Prima del ponte ho inserito una resistenza da 10 W 4,7 Ohm. Ciò assicura una carica regolare del condensatore. Per alimentare il driver, ho installato un trasformatore da 220-12V e un altro stabilizzatore con un condensatore microfarad 1800.
I ponti a diodi avvitati al radiatore per comodità e per dissipazione del calore, anche se quasi non si riscaldano.
L'elicottero si radunò quasi con un baldacchino, raccolse un pezzo di textolite e tagliò tracce con un coltello da cartoleria.
Il potere è stato montato su un piccolo radiatore con un ventilatore, in seguito si è scoperto che questo radiatore è abbastanza per il raffreddamento. L'autista montava il potere attraverso un grosso pezzo di cartone. Sotto la foto è quasi assemblato il disegno del generatore di Tesla, ma in fase di controllo, misurata la temperatura della potenza in diverse modalità (è possibile vedere il solito termometro ambiente, attaccato alla potenza del termoplastico).
Bobina toroidale assemblata da corrugato tubo di plastica con un diametro di 50 mm e un nastro di alluminio incollato. L'avvolgimento secondario è avvolto su un tubo da 110 mm alto 20 cm con un filo di 0,22 mm circa 1000 giri. L'avvolgimento primario contiene fino a 12 giri, realizzati con un margine per ridurre la corrente attraverso la sezione di potenza. L'ho fatto con 6 giri all'inizio, il risultato è quasi lo stesso, ma penso che non valga la pena rischiare di transistor per un paio di centimetri di scarica in più. La cornice principale del fiore è un normale vaso di fiori. Fin dall'inizio, ho pensato che non avrei perforato se l'involucro secondario era avvolto con nastro adesivo e il primario sopra il nastro adesivo. Ma ahimè, ha dato un pugno ... Nel piatto, ovviamente, ha anche preso a pugni, ma qui lo scotch ha aiutato a risolvere il problema. In generale, il progetto finito si presenta così:
Bene, alcune foto con una scarica
Ora tutto sembra essere.
Qualche consiglio in più: non cercare di inserire immediatamente una bobina nella rete, non il fatto che funzionerà subito. Monitorare costantemente la temperatura della potenza, in caso di surriscaldamento può babahnut. Non agitare circuiti secondari troppo alti, transistor 50b60 può funzionare a un massimo di 150 kHz sulla scheda tecnica, in effetti un po 'di più. Controllare gli interruttori, la vita della bobina dipende da loro. Trova la frequenza massima e il ciclo di funzionamento a cui la temperatura di alimentazione è stabile per un lungo periodo. Anche il toroide troppo grande può disabilitare la potenza.
Video SSTC
Post scriptum Transistor di potenza utilizzati IRGP50B60PD1PBF. File di progetto. Buona fortuna con te [) ENS!
Discutere l'articolo del GENERATORE TESLA
